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1、目 錄實驗一 抽樣定理和脈沖調(diào)幅(PAM)實驗1實驗二 脈沖編碼調(diào)制(PCM)實驗 9實驗三 增量調(diào)制(M)編譯碼實驗 18實驗四 移相鍵控(PSK)實驗 28實驗五 HDB3碼型變換實驗 40實驗七 數(shù)字基帶信號處理實驗 60實驗一 抽樣定理和脈沖調(diào)幅（PAM）實驗一、實驗?zāi)康?1、驗證抽樣定理； 2、觀察了解PAM信號形成過程，平頂展寬解調(diào)過程； 3、了解時分多路系統(tǒng)中的路際串話現(xiàn)象。二、實驗原理和電路說明 1、概述 在通信技術(shù)中為了獲取最大的經(jīng)濟效益，就必須充分利用信道的傳輸能力，擴大通信容量。因此，采取多路化制式是極為重要的通信手段。最常用的多路復(fù)用體制是頻分多路復(fù)用(FDM)通信系統(tǒng)

2、和時分多路復(fù)用(TDM)通信系統(tǒng)。頻分多路技術(shù)是利用不同頻率的正弦載波對基帶信號進行調(diào)制，把各路基帶信號頻譜搬移到不同的頻段上，在同一信道上傳輸。而時分多路系統(tǒng)中則是利用不同時序的脈沖對基帶信號進行抽樣，把抽樣后的脈沖信號按時序排列起來，在同一信道中傳輸。 利用抽樣脈沖把一個連續(xù)信號變?yōu)殡x散時間樣值的過程稱為“抽樣”，抽樣后的信號稱為脈沖調(diào)幅(PAM)信號。在滿足抽樣定理的條件下，抽樣信號保留了原信號的全部信息。并且，從抽樣信號中可以無失真地恢復(fù)出原信號。抽樣定理在通信系統(tǒng)、信息傳輸理論方面占有十分重要的地位。數(shù)字通信系統(tǒng)是以此定理作為理論基礎(chǔ)的。在工作設(shè)備中，抽樣過程是模擬信號數(shù)字化的第一步

3、。抽樣性能的優(yōu)劣關(guān)系到整個系統(tǒng)的性能指標。 圖1-1 單路PCM系統(tǒng)示意圖 作為例子，圖1-1示意地畫出了傳輸一路語音信號的PCM系統(tǒng)。從圖中可以看出要實現(xiàn)對語音的PCM編碼，首先就要對語音信號進行抽樣，然后才能進行量化和編碼。因此，抽樣過程是語音信號數(shù)字化的重要環(huán)節(jié)，也是一切模擬信號數(shù)字化的重要環(huán)節(jié)。 為了讓實驗者形象地觀察抽樣過程，加深對抽樣定理的理解，本實驗提供了一種典型的抽樣電路。除此，本實驗還模擬了兩路PAM通信系統(tǒng)，從而幫助實驗者初步了解時分多路的通信方式。 2、抽樣定理 抽樣定理指出，一個頻帶受限信號m(t)如果它的最高頻率為fH(即m(t)的頻譜中沒有fH以上的分量)，可以唯一

4、地由頻率等于或大于2fH的樣值序列所決定。因此，對于一個最高頻率為3400Hz的語音信號m(t)，可以用頻率大于或等于6800Hz的樣值序列來表示。抽樣頻率fs和語音信號m(t)的頻譜如圖1-2和圖1-3所示。由頻譜可知，用截止頻率為fH的理想低通濾波器可以無失真地恢復(fù)原始信號m(t)，這就說明了抽樣定理的正確性。實際上，考慮到低通濾波器特性不可能理想，對最高頻率為3400Hz的語音信號，通常采用8KHz抽樣頻率，這樣可以留出1200Hz的防衛(wèi)帶，見圖1-4。如果fs2fH，就會出現(xiàn)頻譜混迭的現(xiàn)象，如圖1-5所示。圖1-2 語音信號的頻譜圖1-3 語言信號的抽樣頻譜和抽樣信號的頻譜 在驗證抽樣

5、定理的實驗中，我們用單一頻率fH的正弦波來代替實際的語音信號，采用標準抽樣頻率fs=8KHz,改變音頻信號的頻率fH,分別觀察不同頻率時，抽樣序列和低通濾波器的輸出信號，體會抽樣定理的正確性。 圖1-4 留出防衛(wèi)帶的語音信號的抽樣頻譜圖1-5 fs2fH時語音信號的抽樣頻譜驗證抽樣定理的實驗方框如圖1-6所示。在圖1-8中，連接(TP8)和(TP14)，就構(gòu)成了抽樣定理實驗電路。抽樣電路采用場效應(yīng)晶體管開關(guān)電路。抽樣門在抽樣脈沖的控制下以每秒八千次的速度開關(guān)。T1為結(jié)型場效應(yīng)晶體管，T2為驅(qū)動三極管。當抽樣脈沖沒來時，驅(qū)動三極管處于截止狀態(tài)，-5V電壓加在場效應(yīng)晶體管柵極G，只要G極電位負于源

6、極S的電位，并且|UGS|UP|，則場效應(yīng)晶體管處于夾斷狀態(tài)，輸出信號為“0”。抽樣脈沖來時，驅(qū)動三極管導通，發(fā)射極+5V電壓加到驅(qū)動二極管，使之反向偏置。從截止到導通的跳變電壓經(jīng)跨接在二極管兩端的電容加到場效應(yīng)晶體管的G極。使柵極、源極之間的電壓迅速達到場效應(yīng)晶體管導通的數(shù)值，并一直達到使源極電壓等于漏極上的模擬電壓。這樣，抽樣脈沖期間模擬電壓經(jīng)場效應(yīng)晶體管開關(guān)加到負載上。由于抽樣電路的負載是一個電阻，因此抽樣的輸出端能得到一串脈沖信號。此脈沖信號的幅度與抽樣時輸入信號的瞬時值成正比例，脈沖的寬度與抽樣脈沖的寬度相同。這樣，脈沖信號就是脈沖調(diào)幅信號。當抽樣脈沖寬度遠小于抽樣周期時，電路輸出的

7、結(jié)果接近于理想抽樣序列。由圖1-6可知，用一低通濾波器即可實現(xiàn)模擬信號的恢復(fù)。為便于觀察，解調(diào)電路由射隨、低通濾波器和放大器組成，低通濾波器的截止頻率為3400Hz。 圖1-6 抽樣定理實驗方框圖3、多路脈沖調(diào)幅(PAM信號的形成和解調(diào)) 多路脈沖調(diào)幅的實驗框圖如圖1-7所示。在圖1-8電原理圖中，連接(TP8)和(TP11)、(TP13)和(TP14)就構(gòu)成了多路脈沖調(diào)幅實驗電路。 分路抽樣電路的作用是：將在時間上連續(xù)的語音信號經(jīng)脈沖抽樣形成時間上離散的脈沖調(diào)幅信號。n路抽樣脈沖在時間上是互不交叉、順序排列的。各路的抽樣信號在多路匯接的公共負載上相加便形成合路的脈沖調(diào)幅信號。本實驗設(shè)置了兩路

8、分路抽樣電路。 圖1-7 多路脈沖調(diào)幅實驗框圖 多路脈沖調(diào)幅信號進入接收端后，由分路選通脈沖分離成n路，亦即還原出單路PAM信號。發(fā)送端分路抽樣與接收端分路選通是一一對應(yīng)的，這是依靠它們所使用的定時脈沖的對應(yīng)關(guān)系決定的。為簡化實驗系統(tǒng)，本實驗的分路選通脈沖直接利用該路的分路抽樣脈沖經(jīng)適當延遲獲得。接收端的選通電路也采用結(jié)型場效應(yīng)晶體管作為開關(guān)元件,但輸出負載不是電阻而是電容。采用這種類似于平頂抽樣的電路是為了解決PAM解調(diào)信號的幅度問題。由于時分多路的需要，分路脈沖的寬度S是很窄的。當占空比為S/TS 的脈沖通過話路低通濾波器后，低通濾波器輸出信號的幅度很小。這樣大的衰減帶來的后果是嚴重的。但

9、是，在分路選通后加入保持電容，可使分路后的PAM信號展寬到100%的占空比，從而解決信號幅度衰減過大的問題。但我們知道平頂抽樣將引起固有的頻率失真。 PAM信號在時間上是離散的，但在幅度上卻是連續(xù)的。而在PCM系統(tǒng)里，PAM信號只有在被量化和編碼后才有傳輸?shù)目赡?。本實驗僅提供一個PAM系統(tǒng)的簡單模式。4、多路脈沖調(diào)幅系統(tǒng)中的路際串話 路際串話是衡量多路系統(tǒng)的重要指標之一。路際串話是指在同一時分多路系統(tǒng)中，某一路或某幾路的通話信號串擾到其它話路上去，這樣就產(chǎn)生了同一端機中的各路通話之間的串話。串話分可懂串話和不可懂串話,前者造成失密或影響正常通話；后者等于噪聲干擾。對路際串話必須設(shè)法防止。一個實

10、用的通話系統(tǒng)必須滿足對路際串話規(guī)定的指標。 在一個理想的傳輸系統(tǒng)中，各路PAM信號應(yīng)是嚴格地限制在本路時隙中的矩形脈沖。但如果傳輸PAM信號的通道頻帶是有限的，則PAM信號就會出現(xiàn)“拖尾”的現(xiàn)象，當“拖尾”嚴重，以至侵入鄰路隙時，就產(chǎn)生了路際串話。 在考慮通道頻帶高頻端時，可將整個通道簡化為圖19所示的低通網(wǎng)絡(luò)，它的上截止頻率為： f1=1/(2R1C1)圖1-9 通道的低通等效網(wǎng)絡(luò) 為了分析方便，設(shè)第一路有幅度為V的PAM脈沖，而其它路沒有。當矩形脈沖通過圖1-9(a)所示的低通網(wǎng)絡(luò)，輸出波形如圖1-9(b)所示。脈沖終了時，波形按R1C1時間常數(shù)指數(shù)下降。這樣，就有了第一路脈沖在第二路時隙

11、上的殘存電壓串話電壓U，這種由于信道的高頻響應(yīng)不夠引起的路際串話就叫做高頻串話。 當考慮通道頻帶的低頻端時，可將通道簡化為圖110所示的高通網(wǎng)絡(luò)。它的下截止頻率為： f2=1/(2R2C2) 由于R2C2 ，所以，當脈沖通過圖1-10(a)所示的高通網(wǎng)絡(luò)后，輸出波形如圖1-10(b)所示。長長的“拖尾”影響到相隔很遠的時隙。若計算某一話路上的串話電壓，則需要計算前n路對這一路分別產(chǎn)生的串話電壓，積累起來才是總的串話電壓。這種由于信道的低頻響應(yīng)不夠而引起的路際串話就叫做低頻串話。解決低頻串話是一項很困難的工作。 圖1-10 通道的高頻等效網(wǎng)絡(luò)限于實驗條件，本實驗只模擬了高頻串話的信道。 以上幾部

12、分電路所需要的定時脈沖均由圖1-8中的定時電路提供。三、實驗儀器 雙蹤同步示波器 SR8 四、實驗內(nèi)容與步驟 (一) 抽樣和分路脈沖的形成 用示波器和頻率計觀察并核對各脈沖信號的頻率、波形及脈沖寬度，并記錄相應(yīng)的波形。 1、在(TP1)觀察主振脈沖信號。 2、在(TP2)觀察分路抽樣脈沖；在(TP3)觀察分路抽樣脈沖。 3、在(TP2)觀察分路抽樣脈沖；在(TP3)觀察分路抽樣脈沖。4、用雙蹤示波器比較（TP2）（TP2），（TP3）（TP3）的時序。(二) 驗證抽樣定理1、 正弦信號從(TP4)輸入，fH=1KHz，幅度2VP-P。2、 連接（TP2）（TP6）。 3、以(TP4)作雙蹤同步

13、示波器的比較信號，觀察(TP8)抽樣后形成的PAM信號。調(diào)整示波器觸發(fā)同步，使PAM信號在示波器上現(xiàn)示穩(wěn)定，計算在一個信號周期內(nèi)的抽樣次數(shù)。核對信號頻率與抽樣頻率的關(guān)系。 4、連接(TP8)(TP14)，在(TP15)觀察經(jīng)低通濾波器和放大器的解調(diào)信號。測量其頻率，確定和輸入信號的關(guān)系，驗證抽樣定理。 5、改變fH，令fH=6KHz，重復(fù)2、3、4項內(nèi)容，驗證抽樣定理。 (三) PAM信號的形成和解調(diào) 連接(TP8)(TP11)、(TP13)(TP14)、(TP3)（TP12)，觀察并畫出以下各點的波形。1、 在(TP4)輸入正弦信號，fH=1KHz，幅度2Vp-p。 2、以(TP4)作為雙蹤

14、同步示波器的比較信號，在(TP8)觀察單路PAM信號。 3、在(TP13)觀察選通后的單路解調(diào)展寬信號，用示波器讀出的寬度（用S作單位）。 4、在(TP15)觀察經(jīng)低通濾波器放大后的音頻信號。 5、改變輸入正弦信號的頻率(fmax3.4KHz可取500、1K、2K、3K)，在(TP15)測量整個系統(tǒng)的頻率特性,測試數(shù)據(jù)填入下表。f(Hz)500100020003000TP15（V） (四) 多路PAM系統(tǒng)中的路際串話現(xiàn)象 連接(TP2)(TP12)，接入分路選通脈沖。 1、在(TP4)輸入正弦信號，fH1KHz。 2、在(TP15)觀察第一路串入第二路的信號，用示波器觀察并測量其頻率和幅度。

15、3、連接(TP8)(TP9)、(TP10)(TP11)，將開關(guān)K向下置于電容C11處，重復(fù)1、2項的內(nèi)容，并與之比較。 4、將開關(guān)K向上置于電容C12處，重復(fù)1、2項的內(nèi)容，并與2、3項的結(jié)果比較。五、實驗報告 1、整理實驗數(shù)據(jù)，畫出相應(yīng)的曲線和波形。 2、本實驗在(TP8)和(TP13)得到的是哪一類抽樣的波形？從理論上對理想抽樣、自然抽樣和平頂抽樣進行對比和說明。 3、對實驗內(nèi)容(二)進行討論。當fs2fH和fsRs，即D0時有 Vcs(Vcc/2-Vo)G （6）這時控制電壓與G 成線性關(guān)系。 將Vo=0.12V，(Vcc/2)6V代入上式，得 Vcs15.98G （7） 當D0，控制電

16、壓V與G成非線性關(guān)系。設(shè)D=3，得 VCS2=(23.52G)/(1+3G) （8） 圖3-7給出VCS1和VCS2與C的關(guān)系曲線，曲線VCS2的斜率大于曲線VCS1的斜率，這就意味著VCS2的壓擴特性更接近于理想特性。 語音音節(jié)包絡(luò)的變化范圍約為5ms到20ms。取15ms，220ms，這時 2/1=4 2/1=(CS(RS+RP)/(CSRS)=1+D D=3 選CS=0.33F，則RS15.15K，RP=15.15K，取RS=15K，RP=47K得D3.13。 在臨界過載時，G達到最小值。對正弦信號可得G0.436，這時控制電壓Vcs的最大值約為(計算從略) Vmax4.48V 此值決定

17、了限流電阻Rx1.5K。圖3-7 V與G的關(guān)系曲線 (二) 定時電路 圖3-9 定時部分時間關(guān)系圖MC3418編譯碼器所需的定時脈沖均由定時部分提供，為模擬一個實際的時分多路系統(tǒng)的工作狀態(tài)，定時部分可給出2048KHz及8路32KHz的定時，定時部分的時間關(guān)系如圖3-9所示。為確保收、發(fā)同步，本實驗系統(tǒng)的編碼和譯碼部分公用一個定時源，這是有別于實際情況的。 三、實驗儀器 *雜音計 ND5 *失真度測試儀 BS1 雙蹤同步示波器 SR8 四、實驗內(nèi)容與步驟 (一)、 時鐘部分 主振頻率為4096KHz，經(jīng)分頻后得到2048KHz的定時，再經(jīng)分頻分相后得到8路32KHz的定時。用示波器在(TP1)

18、點觀察主振波形，用頻率計測量其頻率。在(TP2)、(TP3)、(TP4)觀察并測量2048KHz和32KHz定時。 (二)、 發(fā)送濾波器 在(TP5)輸入頻率為1KHz、幅度為2Vp-p的音頻信號。在(TP5)觀察輸入信號，在(TP6)觀察輸出信號，記下它們的幅度和波形。 (三)、 M編碼器 在(TP6)觀察經(jīng)發(fā)送濾波器限帶后輸入編碼器的音頻信號，在(TP7)觀察本地譯碼信號。在(TP8)觀察編碼輸出的數(shù)字信號(幅度約為10Vp-p)。以音頻信號作為同步信號，觀察信碼的變化規(guī)律。對應(yīng)正弦波過零處應(yīng)有連“0”或聯(lián)“1”碼型出現(xiàn)；對應(yīng)正弦波的波峰和波谷處應(yīng)有“0”、“1”交替碼型出現(xiàn)。 (四)、

19、M譯碼器 用短線連接(TP8)(TP9)，即將編碼信號送入譯碼器。在(TP9)觀察輸入譯碼器的編碼信號，在(TP10)觀察譯碼器輸出的模擬信號，畫出波形。 (五)、 接收濾波器 在(TP10)觀察濾波器的輸入信號。在(TP11)觀察濾波器輸出的模擬信號。記下它們的波形和幅度。 (六)、 系統(tǒng)性能測試 系統(tǒng)性能有三項指標：動態(tài)范圍、信噪比和頻率特性。 1、動態(tài)范圍 在滿足一定信噪比(S/N)條件下，編譯碼系統(tǒng)所對應(yīng)于800Hz(或1000Hz)音頻信號的幅度范圍定義為動態(tài)范圍。動態(tài)范圍應(yīng)大于電子工業(yè)部1982年暫定的標準框架(樣板值)。圖3-10示意給出了這個樣板。 圖3-10 M編譯碼系統(tǒng)動態(tài)

20、范圍樣板圖動態(tài)范圍的測試框圖如圖3-11所示。 在原理部分已經(jīng)提到，M編譯碼器允許輸入信號的最大幅度為4.36V。為了確保器件的安全使用，本實驗在進行動態(tài)范圍這一指標測試時，不再對輸入信號的臨界過載進行驗證。取輸入信號的最大幅度為5Vp-p(注意：信號要由小至大調(diào)節(jié))，測出此時的S/N值。然后以10dB間隔衰減輸入信號，將測試數(shù)據(jù)填入下表。-10dB-20dB-30dB-40dB-50dBVin(mv)p-p500015005001505015S/N(dB)圖3-11 動態(tài)范圍測試框圖 2、信噪比特性 在上一項測試中選擇出最佳編碼電平(S/N最高，推薦為2Vp-p)。在此電平下測試不同頻率下的

21、信噪比值。頻率選擇在500Hz/1KHz/2KHz/3KHz,將測試數(shù)據(jù)填入下表。f(Hz)500100020003000S/N（dB） 信噪比特性的測試框圖如圖3-12所示。 圖3-12 信噪比特性測試框圖 3、頻率特性 選一合適的輸入電平(Vin=2VP-P)，改變輸入信號的頻率，頻率范圍從500Hz到3000Hz。在(TP11)用示波器測量譯碼輸出信號的電壓值,數(shù)據(jù)填入下表。f(Hz)500100020003000TP11（V） 五、實驗報告 1、整理實驗記錄，畫出相應(yīng)的曲線和波形。 2、集成化M編譯碼系統(tǒng)由哪些部分構(gòu)成？各部分的作用是什么？ 3、設(shè)想臨界過載時本地譯碼信號和信碼信號的形

22、狀。試畫出它們的波形。 4、什么叫數(shù)字檢測音節(jié)壓擴的可變斜率？在本實驗中是如何實現(xiàn)的？ 5、積分電路的設(shè)計原則是什么？ 6、對改進實驗內(nèi)容和電路有什么建議？實驗四 移相鍵控(PSK)實驗 一、實驗?zāi)康?1、了解M序列的性能，掌握其實現(xiàn)方法及其作用；2、了解2PSK系統(tǒng)的組成驗證，其調(diào)制解調(diào)原理；3、驗證同步解調(diào)的又一方式同相正交環(huán)(或稱Costas環(huán))的工作原理； 4、學習集成電路壓控振蕩器在系統(tǒng)中的應(yīng)用； 5、學習2PSK系統(tǒng)主要性能指標的測試方法。 二、實驗原理和電路說明 (一) 概述 數(shù)字通信系統(tǒng)的模型可以用圖4-1表示，虛線框內(nèi)的部分稱為數(shù)字調(diào)制和解調(diào)部分，以完成數(shù)字基帶信號到數(shù)字頻帶

23、信號之間的變換。 圖4-1 數(shù)字通信系統(tǒng)模型 與模擬通信系統(tǒng)相比，數(shù)字調(diào)制和解調(diào)同樣是通過某種方式，將基帶信號的頻譜由一個頻率位置搬移到另一個頻率位置上去。不同的是，數(shù)字調(diào)制的基帶信號不是模擬信號而是數(shù)字信號。 在大多數(shù)情況下，數(shù)字調(diào)制是利用數(shù)字信號的離散值去鍵控載波。對載波的幅度、頻率或相位進行鍵控，便可獲得ASK、FSK、PSK等。這三種數(shù)字調(diào)制方式在抗干擾噪聲能力和信號頻譜利用率等方面，以相干PSK的性能最好，目前已在中、高速傳輸數(shù)據(jù)時得到廣泛應(yīng)用。 近年來，在數(shù)字微波通信中進一步提高頻譜利用率的課題已獲得重要進展。除2PSK外，已派生出多種調(diào)制形式，如四相移相鍵控(QPSK)、八相移相

24、鍵控(8PSK)、正交部分響應(yīng)(QPRS)、十六狀態(tài)正交電幅(16QAM)以及64QAM、256QAM等，這些都是高效率的調(diào)制手段。 為了模擬實際數(shù)字調(diào)制系統(tǒng)，本實驗的調(diào)制和解調(diào)基本上由數(shù)字電路構(gòu)成。數(shù)字電路具有變換速度快、解調(diào)測試方便等優(yōu)點。為了實驗過程中觀察方便，實驗系統(tǒng)的載波選為5MHz。 (二) 調(diào)制 2PSK系統(tǒng)的調(diào)制部分框圖如圖4-2所示，電路原理如圖4-3所示，下面分幾部分說明。 1、M序列發(fā)生器 實際的數(shù)字基帶信號是隨機的，為了實驗和測試方便，一般都是用M序列發(fā)生器產(chǎn)生一個偽隨機序列來充當數(shù)字基帶信號源。按照本原多項式f(x)=X5+X3+1組成的五級線性移位寄存器，就可得到3

25、1位碼長的M序列。碼元定時與載波的關(guān)系可以是同步的，以便清晰觀察碼元變化時對應(yīng)調(diào)制載波的相應(yīng)變化；也可以是異步的，因為實際的系統(tǒng)都是異步的，碼元速率約為1Mbt/s。 2、相對移相和絕對移相 移相鍵控分為絕對移相和相對移相兩種。以未調(diào)載波的相位作為基準的相位調(diào)制叫作絕對移相。以二進制調(diào)相為例，取碼元為“1”時，調(diào)制后載波與未調(diào)載波同相；取碼元為“0”時，調(diào)制后載波與未調(diào)載波反相；“1”和“0”時調(diào)制后載波相位差1800。絕對移相的波形如圖4-4所示。 在同步解調(diào)的PSK系統(tǒng)中，由于收端載波恢復(fù)存在相位含糊的問題，即恢復(fù)的載波可能與未調(diào)載波同相，也可能反相，以至使解調(diào)后的信碼出現(xiàn)“0”、“1”倒

26、置，發(fā)送為“1”碼，解調(diào)后得到“0”碼；發(fā)送為“0”碼，解調(diào)后得到“1”碼。這是我們所不希望的，為了克服這種現(xiàn)象，人們提出了相對移相方式。 圖4-2 2PSK調(diào)制部分框圖 相對移相的調(diào)制規(guī)律是：每一個碼元的載波相位不是以固定的未調(diào)載波相位作基準的，而是以相鄰的前一個碼元的載波相位來確定其相位的取值。例如，當某一碼元取“1”時，它的載波相位與前一碼元的載波同相；碼元取“0”時，它的載波相位與前一碼元的載波反相。相對移相的波形如圖4-5所示。 圖4-4絕對移相的波形示意圖 一般情況下，相對移相可通過對信碼進行變換和絕對移相來實現(xiàn)。將信碼經(jīng)過差分編碼變換成新的碼組相對碼，再利用相對碼對載波進行絕對移

27、相，使輸出的已調(diào)載波相位滿足相對移相的相位關(guān)系。 設(shè)絕對碼為ai，相對碼為bi，則二相編碼的邏輯關(guān)系為： bi = aibi-1 (1) 差分編碼的功能可由一個模二和電路和一級移位寄存器組成。 圖4-5 相對移相的波形示意圖 調(diào)相電路可由模擬相乘器實現(xiàn)，也可由數(shù)字電路實現(xiàn)。實驗中的調(diào)相電路是由數(shù)字選擇器(74LS153)完成。當2腳和14腳同時為高電平時，7腳輸出與3腳輸入的0相載波相同；當2腳和14腳同時為低電平時，7腳輸出與6腳輸入的相載波相同。這樣就完成了差分信碼對載波的相位調(diào)制。圖4-6示出了一個數(shù)字序列的相對移相的過程。 對應(yīng)于差分編碼，在解調(diào)部分有差分譯碼。差分譯碼的邏輯為： ci

28、 =bi +bi-1 (2)將(1)式代入(2)式，得 Ci=ai-bi-1+bi-1 bi-1-bi-1=0 Ci=ai+0=ai這樣，經(jīng)差分譯碼后就恢復(fù)了原始的信碼序列。 圖46絕對碼實現(xiàn)相對移相的過程 3、數(shù)字調(diào)相器的主要指標在設(shè)計與調(diào)整一個數(shù)字調(diào)相器時，主要考慮的性能指標是調(diào)相誤差和寄生調(diào)幅。 (1) 調(diào)相誤差由于電路不理想，往往引進附加的相移，使調(diào)相器輸出信號的載波相位取值為0及180，我們把這個偏離的相角稱為調(diào)相誤差。調(diào)相器的調(diào)相誤差相當于損失了有用信號的能量。(2) 寄生調(diào)幅理想的二相相位調(diào)制器，當數(shù)碼取“0”或“1”時，其輸出信號的幅度應(yīng)保持不變，即只有相位調(diào)制而沒有附加幅度調(diào)

29、制。但由于調(diào)制器的特性不均勻及脈沖高低電平的影響，使得“0”碼和“1”碼的輸出信號幅度不等。設(shè)“0”碼和“1”碼所對應(yīng)的輸出信號幅度分別為Uom或Uim，則寄生調(diào)幅為： m=(Uom-Uim)/(Uom+Uim)100% (3)(三) 解調(diào) 2PSK系統(tǒng)的解調(diào)部分框圖如圖47所示，原理電路如圖48所示。 1、同相正交環(huán)絕大多數(shù)二相PSK信號采用對稱的移相鍵控，因而在碼元1、0等條件下都是抑制載波的，即在調(diào)制信號的頻譜中不含載波頻譜，這樣就無法用窄帶濾波器從調(diào)制信號中直接提取參考相位載波。對PSK而言，只要用某種非線性處理的方法去掉相位調(diào)制，就能產(chǎn)生與載波有一定關(guān)系的分量，恢復(fù)出同步解調(diào)所需要的

30、參考相位載波，實現(xiàn)對抑制載波的跟蹤。從PSK信號中提取載波的常用方法是采用載波跟蹤鎖相環(huán)，如平方環(huán)、同相正交環(huán)、逆調(diào)制環(huán)和判決反饋環(huán)等。這幾種鎖相環(huán)的性能特點列于表41中。圖47 2PSK解調(diào)部分框圖本實驗采用同相正交環(huán)，同相正交環(huán)又叫科斯塔斯（Cosatas）環(huán)。原理框圖如圖49所示。在這種環(huán)路里，誤差信號是由兩個鑒相器提供的。壓控振蕩器（VCO）給出兩路相互正交的載波到鑒相器，輸入的2PSK信號經(jīng)鑒相后再由低通濾波器濾除載波頻率以上的高頻分量，得到基帶信號Ud1、Ud2， 這時的基帶信號包含著碼元信號，無法對壓控振蕩器（VCO）進行控制。將Ud1和Ud2經(jīng)過基帶模擬器相乘，就可以去掉碼元信

31、息，得到反應(yīng)VCO輸出信號與輸入載波間相位差的控制電壓。 圖49 同相正交環(huán)原理框圖 表41 幾種鎖相環(huán)的性能特點 鎖相環(huán)特性平方環(huán)同相正交環(huán)逆調(diào)制環(huán)判決反饋環(huán)環(huán)路工作頻率f=2f0f=f0f=f0f=f0等效鑒相特性正弦正弦近似距形近似距形解調(diào)能力無有有有電路復(fù)雜程度鑒相器工作頻率高需用基帶模擬相乘器需用二次調(diào)制器需用基帶模擬調(diào)制器 2、集成電路壓控振蕩器（ICVCO） 壓控振蕩器（VCO）是鎖相環(huán)的關(guān)鍵部件，它的頻率調(diào)節(jié)和壓控靈敏度決定于鎖相環(huán)的跟蹤性能。 實驗電路采用一種集成電路的壓控振蕩器74S124。集成片配以簡單的外部元件并加以適當調(diào)整，即可得到令人滿意的結(jié)果。如圖410所示。 集

32、成片的每一個振蕩器都有兩個電壓控制端，Vr用于控制頻率范圍（14腳），Vf用于控制頻率范圍調(diào)節(jié)（1腳）。外接電容器Cext用于選擇振蕩器的中心頻率。當Vr和Vf取值適當，振蕩器工作正常時，振蕩器頻率f0與Cext的關(guān)系近似為： f0=5104/Cext （4）f0與Cext的關(guān)系曲線如圖411所示。 圖4-10 IC-VCO使用實例 當固定Cext時，Vr與Vf有確定的函數(shù)關(guān)系。以Vr=Vf=2V時的輸出頻率f0為歸一化頻率單位，由實驗數(shù)據(jù)可畫出以Vr為參變量時歸一化頻率fn與Vr的變化曲線如圖412所示。圖4-11 頻率f0與CEXT的關(guān)系曲線 圖4-12 fn隨Vf的變化曲線由圖412的曲線可以看出，隨Vr的增大，VCO的壓控靈敏度和線性范圍都在增大。選取適當?shù)腣r值和Cext值，將誤差電壓經(jīng)線性變換后充當控制電壓Vf，這樣就可