資源目錄里展示的全都有，所見即所得。下載后全都有,請放心下載。原稿可自行編輯修改=【QQ：401339828 或11970985 有疑問可加】 基于新的調速電機電流控制方法的高性能電流源PWM逆變器供電異步電動機 摘 要 本文提出了一種只有測量轉子角速度和當前所需的電機控制的高性能矢量控制電流源PWM逆變器供電的異步電動機(PWM-CSI)。新穎的方法為補償電容電流的電機的過濾器和阻尼振蕩的電機電流提出了瞬態(tài)條件。此方法通過仿真驗證了有效性。 一、介紹 迅速發(fā)展的動力學和微電子近年來實現了使用感應機在高性能電動機驅動的應用。在低、中等容量水平感應電動機驅動的變速通常使用一個PWM電壓源逆變器(PWM-VSI)。然而,切換電壓產生高的斜坡電壓定子繞組,導致了軸承是否絕緣的問題。一個可行的解決辦法是使用PWM逆變器的電流源(PWM-CSI)(圖1)。兩個電壓和電流的機器幾乎是正弦因此電壓應力機器繞組低。 PWM逆變器的電流源C濾波器插入在負載方面減少諧波電流。由于電容電流的過濾電機電流引用不準確,這可能導致性能不穩(wěn)定問題。一些基于測量負載電容電壓的方法[l,2]可用來解決這個問題。然而,穩(wěn)定狀態(tài)方程的負載過濾和電容電流可以不用通過測量來補償。 另一方面,C過濾器和機器感應系數形成諧振電路刺激尤其是當電機電流都改變了。一些基于測量電機的電壓或電流的方法[3,4],已經提出了用于抑制電機電流振蕩中的瞬態(tài)條件。然而,PWM-CSI驅動電機電流測量不需要自干路上的過流保護可以檢測直流電流傳感器。所以,最好使用控制方法是不需要電機電流的測量的,因為在這種情況下,電機電流傳感器可以完全消除。 現在的工作控制系統中的PWM-CSI驅動正在研發(fā)中。當原型的5千瓦和100千瓦已經建成時早期的行側變換器[5、6]也在研究中。最終的目標是在最低硬件要求下開發(fā)高性能馬達驅動。 擬議的矢量控制系統中實現面向轉子磁鏈參考幀。沒有任何測量的電容式電流補償的負載過濾器結合穩(wěn)定狀態(tài)方程和電機負載過濾器。同時,一種新的方法為降低電機電流振蕩提出了瞬態(tài)條件。該方法基于組合的動力學方程,電機負載過濾器,不需要任何測量。然而,速度傳感器包括獲得驅動也運行得很好接近零速度。 二、矢量控制的電流源PWM逆變器供電的異步電機驅動 圖1顯示了主電路的電流源PWM逆變器供電的異步電機驅動。Llif和Clif的電感、電容濾波和Usup線的供應電壓。 Clof是負載的濾波電容。線和負載橋梁是相同的。兩個橋路有六個可控開關如延誤晶體管(IGBTs)。IGBTs 反并聯二極管的電量的模塊也顯示如圖。由于這些二極管和非常低的反向電壓阻塞能力的IGBTs,額外的二極管需要被連接在系列有晶體管。一個平滑的電感(Ldc)由兩個電路聯系。 在PWM-CSI驅動線轉換器是用來控制交流電流。函數的行轉換器是用來同步供應電壓。通過改變調制指數中的行交流電壓的電路,即交流電流,是可以控制的。在線電壓參考幀活動和無功功率轉換器的行可以簡單地控制與實際和和虛軸零件的供應電流矢量[5,6]。行過濾器采用無功功率可以補償控制系統[5,6]。 定子電流產生負載轉換器。在恒轉矩區(qū)域和成線性正比定子頻率削弱區(qū)域；過濾器采用電容電流負載是成正比的定子頻率。 三.基于載流子的矢量控制系統 矢量控制方法的AC馬達控制與直流電機相像具有獨立渠道通量和轉矩控制。圖2(a)展示了矢量控制系統中實現載流子參考框架是基于間接矢量控制方案[7]。應該指出的是,控制系統中的行轉換器在圖中沒有顯示。線轉換器控制的詳細描述可以在[5,6]中找到。 電磁轉矩的感應電動機的轉子-通量導向的參考框架可以寫成 式中p為極對數的數量，Lm 為磁化電感，Lr為轉子自感，為轉子磁化電流，isy為在轉子磁鏈坐標系統的基礎上的虛軸組件的定子電流矢量。低于名義轉子速度不變和電磁轉矩進行控制isy,其中引用值是速度控制器的輸出。高于名義轉子速度參考價值的磁化電流與定子頻率成反比。磁化電流可以通過與實軸組件的定子電流矢量isx控制,載流子參考框架,如下: 圖 2 a) PWM-CSI載流子運行參考幀的矢量控制。 b) 相位差電機電流補償。 c)振動電機電流的結構阻尼。 在間接矢量控制系統的轉子磁鏈角以測量轉子位置角計算，參考價值的偏角用如下的方式表示: 如果角轉子速度w是可衡量的,如圖2(a)、(c)可以寫成 轉子磁鏈角必須轉換成逆變器當前參考矢量固定坐標。參數mr是指基于轉子磁鏈的參考幀。在擬議的矢量控制系統只有轉子角速度和電流測量交流需要電機控制。測量交流當前需要調制器實現[8、9]在這兩個轉換器的直流連結電流控制在線轉換器。直流電流的當前參考價值產生于負載轉換器如下: 其中常數c ≥ 1，即為了保持調制的線性區(qū)域，交流當前的大小應該等于或大于逆變器的長度當前參考向量。 電機電流相位誤差補償 圖2(a)控制系統存在是定子電流參考向量不能實現準確的問題因為負載電容電流過濾器的電容電流。組合的穩(wěn)定狀態(tài)方程的負載過濾和電容電流可以不通過任何測量而補償。接下來,方程推導需要補償控制。定子電壓方程感應電動機在靜止參照系可以表達為： 式中σ是由此產生的泄漏常數。負載濾波電容器的電壓可以寫成 負載電容電流可表示為 通過替換(8)到(7),產生的方程(6)( (Us= Ulofc)得到下列表達式: 當(9)表示使用大量的轉子參考幀，有： 通過求解(10)得到下列等式: 式中。通過式（11），穩(wěn)定狀況下得濾波器結果可見: 當(12)在數量上表現為直接和正交軸組件時有： 以及 式中定子電流組件的參考值和轉子磁化電流可用。在不斷變化的區(qū)域，式13可寫成 提出的補償方法顯示在程序框圖中形式在圖2(b)取代了在圖2(a)中周圍的破碎的線。 四.抑制電機電流振蕩 負載的濾波電容和電感降低形成諧振電路的機器受到激勵，尤其是當電機電流引用都改變了。要解決這個問題的一個解決方案是使用聯合的動力學方程,電機負載過濾器。 通過考慮在(11)的動態(tài)定子電流矢量得出： 其中動態(tài)轉子的磁化電流不包括在(16)中，因為的變化比慢得多，同時也因為通常轉子的磁化電流保持常數。當(16)在數量上表現為直接和正交軸組件時有： 以及 然而,因為在實踐中真正的定子電流不能一步反應電流的引用、修改(過濾)，當前引用和都用于(17)和(18)。擬議中的阻尼方法顯示在框圖形式在圖2(c),替換在圖2(a)周圍的破碎的線。一個示例過濾的定子電流的參考離散情況下是圖3所示改變定子電流參考價值后時間tk。參考值的實現開始在時間tk + l因為有一個時間間隔計算延遲。之后,由原來的參考值在四個時間間隔后可計算出結果。對單片機實現(17)和(18)離散有： 以及 其中 圖3 過濾的定子電流引用示例 在離散的平均值修改實現定子電流引用一段時間間隔期間應該使用總結點，顯示如圖2(c)?？杀硎緸椋? 最后, 根據圖3修改后的當前參考值可以寫成： 這種模擬是基于參數表1。然而,由于表面效果定子電阻的共振頻率的負載過濾器(360 Hz)是大大超過表中所示。因此,三倍表中所給的值已應用于仿真模型。該模型中建造了離散形式密切類比與將來的單片機實現。這個模式已經構建使用單位值?；局禐? 圖4顯示了仿真結果的方法,在這種方法中,提出了阻尼y軸組件的定子電流參考向量突然變了。定子電流引用被過濾如圖3所示。離散時間間隔在Δt (19)-(24)是200μs。圖4(a)展示了A相定子電流當阻尼方法，通常不使用。圖4(b)顯示使用阻尼數值模擬方法?？梢钥吹?建議用當前的振蕩阻尼方法可大大降低。 圖5顯示了仿真結果的整個矢量控制系統。引用值顯示斷開的線,可通過實線算出。提出的控制方法的無功功率補償被過濾和阻尼負載使用的定子電流振蕩。磁化電機的啟動大概在10毫秒。參考價值的轉子磁鏈率保持在一定值為了保持在一個可接受的水平。轉子磁鏈最終的值的在不斷地變化區(qū)域設置為0.9 p.u。然后, 在100 ms的參考價值角度轉子速度從0變成名義值(0.96 P.u。)和250 ms P.u 0.7。最后,在350ms的負載轉矩從0變成名義值(0.71 P.u。)。速度控制器的輸出是限于1.5 p.u。根據圖5(b)和5(d)可以看到,定子電流跟隨定子電流,引用的振蕩定子電流低。 表1-仿真參數 ------------------------------------------------- 定子相電壓Usn 230v 定子電流Isn 16A 軸功率 Pn 7.5kw 磁化電感Lm 80mH 定子漏感Lsl 4.5mH 轉子漏感Lrl 4.5mH 定子電阻[50Hz]Rs 0.6Ω 轉子電阻[50Hz]Rr 0.7Ω 慣性矩J 0.1kgm2 摩擦常數B 0.01Nms 極對數P 2 額定轉速nN 1440r/min 負載的濾波電容Clof 22.5μF 交流電感 Ldc 20mH 線濾波電容Clif 22.5μF 濾器電感l(wèi)lif 1.2mH 線路濾波電阻[50Hz]Rlif 0.1Ω ----------------------------------------------------- 五、結論 本文中, 討論了控制PWM逆變器供電的異步電機的電流源驅動。該控制系統實現了在轉子轉向參考幀。新方法補償無功功率負載得出的過濾器和阻尼定子電流振蕩還沒有提出任何的措施。仿真模型的測試顯示卓越的穩(wěn)定性能和瞬態(tài)條件。 參考文獻 [ I ] J. 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