目 錄實驗一 抽樣定理和脈沖調(diào)幅(PAM)實驗1實驗二 脈沖編碼調(diào)制(PCM)實驗 9實驗三 增量調(diào)制(M)編譯碼實驗 18實驗四 移相鍵控(PSK)實驗 28實驗五 HDB3碼型變換實驗 40實驗七 數(shù)字基帶信號處理實驗 60實驗一 抽樣定理和脈沖調(diào)幅（PAM）實驗一、實驗目的 1、驗證抽樣定理； 2、觀察了解PAM信號形成過程，平頂展寬解調(diào)過程； 3、了解時分多路系統(tǒng)中的路際串話現(xiàn)象。二、實驗原理和電路說明 1、概述 在通信技術(shù)中為了獲取最大的經(jīng)濟效益，就必須充分利用信道的傳輸能力，擴大通信容量。因此，采取多路化制式是極為重要的通信手段。最常用的多路復用體制是頻分多路復用(FDM)通信系統(tǒng)和時分多路復用(TDM)通信系統(tǒng)。頻分多路技術(shù)是利用不同頻率的正弦載波對基帶信號進行調(diào)制，把各路基帶信號頻譜搬移到不同的頻段上，在同一信道上傳輸。而時分多路系統(tǒng)中則是利用不同時序的脈沖對基帶信號進行抽樣，把抽樣后的脈沖信號按時序排列起來，在同一信道中傳輸。 利用抽樣脈沖把一個連續(xù)信號變?yōu)殡x散時間樣值的過程稱為“抽樣”，抽樣后的信號稱為脈沖調(diào)幅(PAM)信號。在滿足抽樣定理的條件下，抽樣信號保留了原信號的全部信息。并且，從抽樣信號中可以無失真地恢復出原信號。抽樣定理在通信系統(tǒng)、信息傳輸理論方面占有十分重要的地位。數(shù)字通信系統(tǒng)是以此定理作為理論基礎(chǔ)的。在工作設(shè)備中，抽樣過程是模擬信號數(shù)字化的第一步。抽樣性能的優(yōu)劣關(guān)系到整個系統(tǒng)的性能指標。 圖1-1 單路PCM系統(tǒng)示意圖 作為例子，圖1-1示意地畫出了傳輸一路語音信號的PCM系統(tǒng)。從圖中可以看出要實現(xiàn)對語音的PCM編碼，首先就要對語音信號進行抽樣，然后才能進行量化和編碼。因此，抽樣過程是語音信號數(shù)字化的重要環(huán)節(jié)，也是一切模擬信號數(shù)字化的重要環(huán)節(jié)。 為了讓實驗者形象地觀察抽樣過程，加深對抽樣定理的理解，本實驗提供了一種典型的抽樣電路。除此，本實驗還模擬了兩路PAM通信系統(tǒng)，從而幫助實驗者初步了解時分多路的通信方式。 2、抽樣定理 抽樣定理指出，一個頻帶受限信號m(t)如果它的最高頻率為fH(即m(t)的頻譜中沒有fH以上的分量)，可以唯一地由頻率等于或大于2fH的樣值序列所決定。因此，對于一個最高頻率為3400Hz的語音信號m(t)，可以用頻率大于或等于6800Hz的樣值序列來表示。抽樣頻率fs和語音信號m(t)的頻譜如圖1-2和圖1-3所示。由頻譜可知，用截止頻率為fH的理想低通濾波器可以無失真地恢復原始信號m(t)，這就說明了抽樣定理的正確性。實際上，考慮到低通濾波器特性不可能理想，對最高頻率為3400Hz的語音信號，通常采用8KHz抽樣頻率，這樣可以留出1200Hz的防衛(wèi)帶，見圖1-4。如果fs2fH，就會出現(xiàn)頻譜混迭的現(xiàn)象，如圖1-5所示。圖1-2 語音信號的頻譜圖1-3 語言信號的抽樣頻譜和抽樣信號的頻譜 在驗證抽樣定理的實驗中，我們用單一頻率fH的正弦波來代替實際的語音信號，采用標準抽樣頻率fs=8KHz,改變音頻信號的頻率fH,分別觀察不同頻率時，抽樣序列和低通濾波器的輸出信號，體會抽樣定理的正確性。 圖1-4 留出防衛(wèi)帶的語音信號的抽樣頻譜圖1-5 fs2fH時語音信號的抽樣頻譜驗證抽樣定理的實驗方框如圖1-6所示。在圖1-8中，連接(TP8)和(TP14)，就構(gòu)成了抽樣定理實驗電路。抽樣電路采用場效應晶體管開關(guān)電路。抽樣門在抽樣脈沖的控制下以每秒八千次的速度開關(guān)。T1為結(jié)型場效應晶體管，T2為驅(qū)動三極管。當抽樣脈沖沒來時，驅(qū)動三極管處于截止狀態(tài)，-5V電壓加在場效應晶體管柵極G，只要G極電位負于源極S的電位，并且|UGS|>|UP|，則場效應晶體管處于夾斷狀態(tài)，輸出信號為“0”。抽樣脈沖來時，驅(qū)動三極管導通，發(fā)射極+5V電壓加到驅(qū)動二極管，使之反向偏置。從截止到導通的跳變電壓經(jīng)跨接在二極管兩端的電容加到場效應晶體管的G極。使柵極、源極之間的電壓迅速達到場效應晶體管導通的數(shù)值，并一直達到使源極電壓等于漏極上的模擬電壓。這樣，抽樣脈沖期間模擬電壓經(jīng)場效應晶體管開關(guān)加到負載上。由于抽樣電路的負載是一個電阻，因此抽樣的輸出端能得到一串脈沖信號。此脈沖信號的幅度與抽樣時輸入信號的瞬時值成正比例，脈沖的寬度與抽樣脈沖的寬度相同。這樣，脈沖信號就是脈沖調(diào)幅信號。當抽樣脈沖寬度遠小于抽樣周期時，電路輸出的結(jié)果接近于理想抽樣序列。由圖1-6可知，用一低通濾波器即可實現(xiàn)模擬信號的恢復。為便于觀察，解調(diào)電路由射隨、低通濾波器和放大器組成，低通濾波器的截止頻率為3400Hz。 圖1-6 抽樣定理實驗方框圖3、多路脈沖調(diào)幅(PAM信號的形成和解調(diào)) 多路脈沖調(diào)幅的實驗框圖如圖1-7所示。在圖1-8電原理圖中，連接(TP8)和(TP11)、(TP13)和(TP14)就構(gòu)成了多路脈沖調(diào)幅實驗電路。 分路抽樣電路的作用是：將在時間上連續(xù)的語音信號經(jīng)脈沖抽樣形成時間上離散的脈沖調(diào)幅信號。n路抽樣脈沖在時間上是互不交叉、順序排列的。各路的抽樣信號在多路匯接的公共負載上相加便形成合路的脈沖調(diào)幅信號。本實驗設(shè)置了兩路分路抽樣電路。 圖1-7 多路脈沖調(diào)幅實驗框圖 多路脈沖調(diào)幅信號進入接收端后，由分路選通脈沖分離成n路，亦即還原出單路PAM信號。發(fā)送端分路抽樣與接收端分路選通是一一對應的，這是依靠它們所使用的定時脈沖的對應關(guān)系決定的。為簡化實驗系統(tǒng)，本實驗的分路選通脈沖直接利用該路的分路抽樣脈沖經(jīng)適當延遲獲得。接收端的選通電路也采用結(jié)型場效應晶體管作為開關(guān)元件,但輸出負載不是電阻而是電容。采用這種類似于平頂抽樣的電路是為了解決PAM解調(diào)信號的幅度問題。由于時分多路的需要，分路脈沖的寬度S是很窄的。當占空比為S/TS 的脈沖通過話路低通濾波器后，低通濾波器輸出信號的幅度很小。這樣大的衰減帶來的后果是嚴重的。但是，在分路選通后加入保持電容，可使分路后的PAM信號展寬到100%的占空比，從而解決信號幅度衰減過大的問題。但我們知道平頂抽樣將引起固有的頻率失真。 PAM信號在時間上是離散的，但在幅度上卻是連續(xù)的。而在PCM系統(tǒng)里，PAM信號只有在被量化和編碼后才有傳輸?shù)目赡堋１緦嶒瀮H提供一個PAM系統(tǒng)的簡單模式。4、多路脈沖調(diào)幅系統(tǒng)中的路際串話 路際串話是衡量多路系統(tǒng)的重要指標之一。路際串話是指在同一時分多路系統(tǒng)中，某一路或某幾路的通話信號串擾到其它話路上去，這樣就產(chǎn)生了同一端機中的各路通話之間的串話。串話分可懂串話和不可懂串話,前者造成失密或影響正常通話；后者等于噪聲干擾。對路際串話必須設(shè)法防止。一個實用的通話系統(tǒng)必須滿足對路際串話規(guī)定的指標。 在一個理想的傳輸系統(tǒng)中，各路PAM信號應是嚴格地限制在本路時隙中的矩形脈沖。但如果傳輸PAM信號的通道頻帶是有限的，則PAM信號就會出現(xiàn)“拖尾”的現(xiàn)象，當“拖尾”嚴重，以至侵入鄰路隙時，就產(chǎn)生了路際串話。 在考慮通道頻帶高頻端時，可將整個通道簡化為圖19所示的低通網(wǎng)絡，它的上截止頻率為： f1=1/(2R1C1)圖1-9 通道的低通等效網(wǎng)絡 為了分析方便，設(shè)第一路有幅度為V的PAM脈沖，而其它路沒有。當矩形脈沖通過圖1-9(a)所示的低通網(wǎng)絡，輸出波形如圖1-9(b)所示。脈沖終了時，波形按R1C1時間常數(shù)指數(shù)下降。這樣，就有了第一路脈沖在第二路時隙上的殘存電壓串話電壓U，這種由于信道的高頻響應不夠引起的路際串話就叫做高頻串話。 當考慮通道頻帶的低頻端時，可將通道簡化為圖110所示的高通網(wǎng)絡。它的下截止頻率為： f2=1/(2R2C2) 由于R2C2>> ，所以，當脈沖通過圖1-10(a)所示的高通網(wǎng)絡后，輸出波形如圖1-10(b)所示。長長的“拖尾”影響到相隔很遠的時隙。若計算某一話路上的串話電壓，則需要計算前n路對這一路分別產(chǎn)生的串話電壓，積累起來才是總的串話電壓。這種由于信道的低頻響應不夠而引起的路際串話就叫做低頻串話。解決低頻串話是一項很困難的工作。 圖1-10 通道的高頻等效網(wǎng)絡限于實驗條件，本實驗只模擬了高頻串話的信道。 以上幾部分電路所需要的定時脈沖均由圖1-8中的定時電路提供。三、實驗儀器 雙蹤同步示波器 SR8 四、實驗內(nèi)容與步驟 (一) 抽樣和分路脈沖的形成 用示波器和頻率計觀察并核對各脈沖信號的頻率、波形及脈沖寬度，并記錄相應的波形。 1、在(TP1)觀察主振脈沖信號。 2、在(TP2)觀察分路抽樣脈沖；在(TP3)觀察分路抽樣脈沖。 3、在(TP2)觀察分路抽樣脈沖；在(TP3)觀察分路抽樣脈沖。4、用雙蹤示波器比較（TP2）（TP2），（TP3）（TP3）的時序。(二) 驗證抽樣定理1、 正弦信號從(TP4)輸入，fH=1KHz，幅度2VP-P。2、 連接（TP2）（TP6）。 3、以(TP4)作雙蹤同步示波器的比較信號，觀察(TP8)抽樣后形成的PAM信號。調(diào)整示波器觸發(fā)同步，使PAM信號在示波器上現(xiàn)示穩(wěn)定，計算在一個信號周期內(nèi)的抽樣次數(shù)。核對信號頻率與抽樣頻率的關(guān)系。 4、連接(TP8)(TP14)，在(TP15)觀察經(jīng)低通濾波器和放大器的解調(diào)信號。測量其頻率，確定和輸入信號的關(guān)系，驗證抽樣定理。 5、改變fH，令fH=6KHz，重復2、3、4項內(nèi)容，驗證抽樣定理。 (三) PAM信號的形成和解調(diào) 連接(TP8)(TP11)、(TP13)(TP14)、(TP3)（TP12)，觀察并畫出以下各點的波形。1、 在(TP4)輸入正弦信號，fH=1KHz，幅度2Vp-p。 2、以(TP4)作為雙蹤同步示波器的比較信號，在(TP8)觀察單路PAM信號。 3、在(TP13)觀察選通后的單路解調(diào)展寬信號，用示波器讀出的寬度（用S作單位）。 4、在(TP15)觀察經(jīng)低通濾波器放大后的音頻信號。 5、改變輸入正弦信號的頻率(fmax3.4KHz可取500、1K、2K、3K)，在(TP15)測量整個系統(tǒng)的頻率特性,測試數(shù)據(jù)填入下表。f(Hz)500100020003000TP15（V） (四) 多路PAM系統(tǒng)中的路際串話現(xiàn)象 連接(TP2)(TP12)，接入分路選通脈沖。 1、在(TP4)輸入正弦信號，fH1KHz。 2、在(TP15)觀察第一路串入第二路的信號，用示波器觀察并測量其頻率和幅度。 3、連接(TP8)(TP9)、(TP10)(TP11)，將開關(guān)K向下置于電容C11處，重復1、2項的內(nèi)容，并與之比較。 4、將開關(guān)K向上置于電容C12處，重復1、2項的內(nèi)容，并與2、3項的結(jié)果比較。五、實驗報告 1、整理實驗數(shù)據(jù)，畫出相應的曲線和波形。 2、本實驗在(TP8)和(TP13)得到的是哪一類抽樣的波形？從理論上對理想抽樣、自然抽樣和平頂抽樣進行對比和說明。 3、對實驗內(nèi)容(二)進行討論。當fs>2fH和fs<2fH時，低通濾波器輸出的波形是什么？試總結(jié)一般規(guī)律。 4、實驗內(nèi)容(四)中的2、3、4項內(nèi)容有什么區(qū)別？分析影響串話的主要原因。根據(jù)本實驗電路的元件數(shù)據(jù)計算信道上的截止頻率。 5、對改進實驗內(nèi)容和電路有什么建議？實驗二 脈沖編碼調(diào)制(PCM)實驗 一、實驗目的 1、了解語音信號編譯碼的工作原理； 2、驗證PCM編碼原理； 3、初步了解PCM專用大規(guī)模集成電路的工作原理和應用； 4、了解語音信號數(shù)字化技術(shù)的主要指標及測試方法。 二、實驗原理和電路說明 1、 概述 脈沖編碼(PCM)技術(shù)已經(jīng)在數(shù)字通信系統(tǒng)中得到了廣泛的應用。十多年來，由于超大規(guī)模集成技術(shù)的發(fā)展，PCM通信設(shè)備在縮小體積、減輕重量、降低功耗、簡化調(diào)試以及方便維護等方面都有了顯著的改進。目前，數(shù)字電話終端機的關(guān)鍵部件，如編譯碼器(Codec)和話路濾波器等都實現(xiàn)了集成化。本實驗是以這些產(chǎn)品編排的PCM編譯碼系統(tǒng)實驗，以期讓實驗者了解通信專用大規(guī)模集成電路在通信系統(tǒng)中應用的新技術(shù)。 PCM數(shù)字電話終端機的構(gòu)成原理如圖2-1所示。實驗只包括虛線框內(nèi)的部分，故名PCM編譯碼實驗。 圖2-1 PCM數(shù)字電話終端機的結(jié)構(gòu)示意圖 2、 實驗原理和電路 PCM編譯碼系統(tǒng)由定時部分和PCM編譯碼器構(gòu)成，電路原理圖如圖2-2所示。 1、PCM編譯碼原理 為適應語音信號的動態(tài)范圍，實用的PCM編譯碼必須是非線性的。目前，國際上采用的均是折線近似的對數(shù)壓擴特性。CCITT的建議規(guī)定以13段折線近似的A律(A=87.56)和15段折線近似的律(255)作為國際標準。A律和律的量化特性初始段如圖2-3(a)和圖2-3(b)所示。A律和律的編譯碼表分別列于表2-1和表2-2。 這種折線近似壓擴特性的特點是：各段落間量階關(guān)系都是2的倍數(shù)，在段落內(nèi)為均勻分層量化，即等間隔16個分層。這些對于用數(shù)字電路實現(xiàn)非線性編碼與譯碼是極為方便的。 2、PCM編譯碼器簡介本實驗PCM編譯碼器采用了TP3067專用大規(guī)模集成電路，它是CMOS工藝制造的單片PCM A/律編譯碼器，并且片內(nèi)帶有輸入輸出話路濾波器。TP3067的管腳如圖2-4所示，內(nèi)部組成框圖如圖2-5所示。 圖2-3 量化特性表2-1 A8756編譯碼表輸入幅度范圍量階段落碼S電平碼|量化電平譯碼幅度0-115-161000000011110150.515.516-1731-32100100001111163116.531.532-3462-642010000011113247326364-68124-128401100001111486366126128-136248-2568100000011116479132252256-272496-51216101000011118095264504512-544992-102432110000011119611152810081024-10881984-2048641110000111111212710562016TP3067的管腳定義簡述如下： (1) VPO+ 接收功放的同向輸出。 (2) GNDA 模擬地。所有信號以這個引腳為參考點。(3) VPO- 接收功放的反向輸出。 (4) VPI 將輸入轉(zhuǎn)換到接收功放。 (5) VFRO 接收濾波器的模擬輸出。 (6) VCC 正電源引腳。VCC=+5V5% (7) FSR 接收部分的8KHZ幀同步時隙信號。 (8) DR PCM碼流解碼輸入。(9) BCLKR/CLKSET 接收數(shù)據(jù)(DR)時鐘,在固定速率工作模式下為2048K。FSR的上升沿，可以從64KHZ變化到2.048MHZ。邏輯輸入可以交替地選擇在同步模式下提供給主時鐘的1.536MHZ/1.554MHZ或2.048MHZ，BCLKX用于傳輸和接收。 表2-2 =255編譯碼表輸入幅度范圍量階段落碼S電平碼|量化電平譯碼幅度0-0.514.5-15.510000000111101501515.5-17.545.5-47.5200100001111163116.546.547.5-51.5107.5-111.5401000001111324749.5109.5111.5-119.5231.5-239.58011000011114863115.5235.5239.5-255.5479.5-495.516100000011116479247.5487.5495.5-527.5975.5-1007.532101000011118095511.5991.51007.5-1071.51967.5-2031.56411000001111961111039.51999.52031.5-2159.53951.5-4079.5128111000011111121272095.54015.5(10) MCLKR/PDN 接收主時鐘。1.544MHZ或2.048MHZ?？梢耘cMCLKX同步，但最好是在最佳性能時與MCLKX同步。在MCLKR持續(xù)低時，全部內(nèi)部定時選擇MCLKX。在MCLKR持續(xù)高時，器件處于低功耗狀態(tài)。(11) MCLKX 傳輸主時鐘必須是1.536MHZ、1.544MHZ或2.048MHZ?？梢耘cMCLKR同步。(12) BCLKX 傳輸數(shù)據(jù)(DX)位時鐘, 固定速率工作模式下為2048K。可以從64KHZ變化到2.048MHZ,但必須與MCLKX同步。(13) DX 編碼數(shù)據(jù)輸出,通過FSX使能。(14) FSX 發(fā)送部分的8KHZ幀同步時隙信號。(15) TSX 編碼時的消耗輸出。(16) ANLB 控制輸入的模擬回路。操作時必須置邏輯“0”。(17) GSX 傳輸輸入放大器的模擬輸出，用于內(nèi)部設(shè)置增益。(18) VFXI- 傳輸輸入放大器的反向輸入。(19) VFXI+ 傳輸輸入放大器的同向輸入。 (20) VBB 負電源引腳。VBB=-5V5%。3、定時部分 TP3067編譯碼器所需的定時脈沖均由定時部分提供。這里只需要主時鐘2048KHz和幀定時8KHz信號。 圖2-4 TP3067管腳圖 為了簡化實驗內(nèi)容，本實驗系統(tǒng)的編譯碼部分公用一個定時源以確保發(fā)收時隙的同步。在實際的PCM數(shù)字電話設(shè)備中，確有一個同步系統(tǒng)來保證發(fā)收同步的。 三、實驗儀器雙蹤同步示波器 SR8*雜音計 ND5*失真度測量儀 BS1 四、實驗內(nèi)容與步驟 (一) 時鐘部分 主振頻率為4096KHz，經(jīng)分頻后得到2048KHz的位定時和128KHz的定時，再經(jīng)分頻分相后得到8KHz的主同步時鐘和路時鐘。用示波器在(TP1)觀察主振波形，用頻率計測量其頻率。同樣在(TP2)、(TP3)和(TP4)觀察并測量其它時鐘信號,并記錄各點波形的頻率和幅度。 (二) PCM編譯碼器 音頻信號（fH=1KHZ,幅度2VP-P）從(TP5)輸入，則在(TP6)可觀察到PCM編碼輸出的碼流。 連接(TP6)（TP7），則在(TP8)可觀察到經(jīng)譯碼和接收低通濾波器恢復出的同向輸出音頻信號和反向輸出音頻信號（TP8），記錄各測試點的波形參數(shù)。圖2-5 TP3067的內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖 (三) 系統(tǒng)性能測試 系統(tǒng)性能測試有三項指標，即動態(tài)范圍、信噪比特性和頻率特性。 1、動態(tài)范圍 在滿足一定信噪比(S/N)條件下，編譯碼系統(tǒng)所對應的音頻信號的幅度范圍定義為動態(tài)范圍。通常規(guī)定音頻信號的頻率為800Hz(或1000Hz)。動態(tài)范圍應大于CCITT(國際電報、電話咨詢委員會)建議的框架(樣板值)，如圖2-6所示。 動態(tài)范圍的測試框圖如圖2-7所示。圖2-6 PCM編譯碼系統(tǒng)動態(tài)范圍樣板值 圖2-7 動態(tài)范圍測試框圖 在原理部分已經(jīng)提到，PCM編譯碼器允許輸入信號的最大幅度為4.36V。為了確保器件的安全使用，本實驗在進行動態(tài)范圍這一指標測試時，不再對輸入信號的臨界過載進行驗證。取輸入信號的最大幅度為5VP-P(注意：信號要由小至大調(diào)節(jié))，測出此時的S/N值。設(shè)臨界過載幅度為Vmax，這是正弦輸入信號編碼不過載的最大幅度。當輸入信號大于臨界過載幅度之后，輸出信號的S/N急劇下降。首先找出臨界過載點，然后以10dB一個點衰減輸入信號，將測試數(shù)據(jù)填入下表。-10dB-20dB-30dB-40dB-50dBVin(mv)p-p500015005001505015S/N(dB) 2、信噪比特性 在上一項測試中選擇出最佳編碼電平(S/N最高)，在此電平下測試不同頻率下的信噪比值。頻率選擇在500Hz/1KHZ/2KHz/3KHz。 信噪比特性的測試框圖如圖2-8所示。 圖2-8 信噪比特性測試框圖信噪比特性測試數(shù)據(jù)記錄于下表。信噪比特性(Vin=2VP-P)f(Hz)500100020003000S/N(dB) 3、頻率特性 選一合適的輸入電平(Vin=2VP-P) ，改變輸入信號的頻率，在(TP8)逐頻率點測出譯碼輸出信號的電壓值,頻率特性測試數(shù)據(jù)記錄于下表。f(Hz)500100020003000TP8（V） 五、實驗報告 1、整理實驗記錄，畫出相應的曲線和波形。 2、PCM編譯碼系統(tǒng)由哪些部分構(gòu)成？各部分的作用是什么？ 3、對PCM和M系統(tǒng)的系統(tǒng)性能進行比較，總結(jié)它們各自的特點。 4、在實際的通信系統(tǒng)中收端(譯碼)部分的定時信號是怎樣獲取的？ 5、對改進實驗有什么建議？實驗三 增量調(diào)制（M）編譯碼實驗 一、實驗目的 1、了解語音信號的M編碼過程； 2、驗證M的編譯碼原理；3、 粗略了解M編譯碼專用集成電路的基本工作原理、外部電路設(shè)計原則和一般使用方法；4、 了解語音信號數(shù)字化技術(shù)的主要指標，學習指標的測試方法。 二、單片M編碼系統(tǒng)組成和電路原理 1、概述 隨著中、大規(guī)模集成電路技術(shù)的進步，各種通信專用集成電路迅速發(fā)展。M編譯碼器、開關(guān)電容濾波器以及用戶接口電路的集成化，為全集成化M數(shù)字電話終端設(shè)備提供了物質(zhì)條件。目前，由三塊中規(guī)模集成電路加少量外接元件設(shè)計的新型集成化M數(shù)字電話終端機已投入批量生產(chǎn)。圖31就是這種設(shè)備的一個話路的方框圖。 圖31 集成化M數(shù)字電話框圖 與通用的分立元件及小規(guī)模集成電路的編譯碼器相比，集成化系統(tǒng)在縮小體積、降低功耗等方面有明顯的效益，對減少量化噪聲、增大動態(tài)范圍等指標起了良好的作用。 本實驗用單片MC3418M編譯碼器和UA741運放電容濾波器組成一個M編譯碼實驗系統(tǒng)。其功能只涉及圖31中虛線以右的部分。 2、系統(tǒng)組成與電路原理系統(tǒng)組成的方框圖如圖3-2所示，它是由定時部分、M編譯碼器及收、發(fā)運放電容濾波器組成的。電路原理圖如圖3-3所示。 圖3-2 M編譯碼系統(tǒng)框圖 (一) 單片M編譯碼器 1、MC3418簡介 MC3418是MOTOLOLA公司生產(chǎn)的通信專用集成電路，它是數(shù)字檢測音節(jié)壓擴增量編譯碼器。圖3-4給出了MC3418的原理框圖。由原理框圖可以看出，它是由模擬輸入放大器、數(shù)字輸入運算放大器、電壓/電流轉(zhuǎn)換運算放大器、極性開關(guān)、工作選擇開關(guān)和數(shù)字檢測(移位寄存器和邏輯電路)等部分構(gòu)成的。 第15腳的工作電平可以控制該片工作于編碼狀態(tài)或譯碼狀態(tài)：當?shù)?5腳接高電平(VCC/2)時，該片做編碼器用；當?shù)?5腳接低電平(地)時，該片做譯碼器用。 當單片作為編碼器使用時，15腳接高電平，這時工作開關(guān)使模擬運放與移位寄存器接通。模擬信號由1腳輸入，本地譯碼信號由2腳輸入，運算放大器對它們進行比較并將差值放大。運算放大器輸出經(jīng)電平轉(zhuǎn)換給出數(shù)字信碼。在14腳輸入的時鐘后沿時刻，運算放大器輸出的結(jié)果進入移位寄存器。這一結(jié)果也同時接到9腳和極性開關(guān)，前者作為數(shù)字碼輸出，后者用來控制流入積分器的電流的極性，積分運算放大器與外接的RC網(wǎng)絡構(gòu)成積分器，受極性開關(guān)控制的電流在此積分后累加形成本地譯碼信號。四級移位寄存器和邏輯電路完成檢測功能。當有四個連“1”或連“0”碼出現(xiàn)時，從11腳輸出一個負極性的一致脈沖，一致脈沖經(jīng)外接音節(jié)濾波器平滑之后得到量階控制電壓，此電壓反映了前一段時間內(nèi)模擬輸入信號的平均斜率。量階控制電壓加到第3腳。由內(nèi)部V/I轉(zhuǎn)換電路決定4腳的電壓隨3腳的電壓變化。當4腳通過外接電阻連接到某一固定電位上，則流入4腳的電流就隨3腳的控制電壓變化，從而將控制電壓的變化轉(zhuǎn)換為控制電流的變化。V/I轉(zhuǎn)換器的輸出電流與4腳的輸入電流相等。此電流經(jīng)極性開關(guān)送到積分器，因此，積分量階的大小就隨著輸入模擬信號的平均斜率而變化。這樣就形成了數(shù)字檢測音節(jié)的壓擴過程。圖3-4 MC3418編譯碼器原理框圖 在作譯碼器應用時，第15腳通過一只10K電阻接地，這時數(shù)字運算放大器與移位寄存器接通。信碼由13腳輸入與12腳的閥電平比較，然后經(jīng)運算放大器整形后送到移位寄存器，經(jīng)再定時的信碼從9腳輸出。其后的工作過程則與編碼器一樣，只是譯碼信號不再送回第2腳而是送往接收低通濾波器。 2、單積分電路 MC3418內(nèi)部僅有積分運算放大器，為完成本地譯碼過程，需要外接一個網(wǎng)絡。用戶可以根據(jù)自己的需要用外接RC網(wǎng)絡接成單積分、雙積分、等電路。本實驗給出一種單積分電路的實例。 積分器電路如圖3-5所示。積分運算放大器的輸入阻抗很高，從極性開關(guān)的量階控制電流幾乎全部進入電阻R和電容C。網(wǎng)絡的阻抗傳遞函數(shù)可以寫成： H(s)=(V(s)/(I(s)=-(1/(1/R)+SC) 經(jīng)整理后得到 -(V(s)/(I(s)=(I/C)/(S+1/(RC)=K/(S+WO ) (1) 其中K=1/C，WO=1/(RC)。一般認為是300Hz。當R10K，C=0.1f時，f0 159Hz。 將式(1)寫成時域形式 -I=V/R+C(dv)/dt （2） 圖3-5 單積分電路圖 有關(guān)資料指出編碼器約在+12dBm(f=1000Hz)處為臨界過載，另外，輸入信號的最大幅度為4.36V，這時流過積分器的最大電流為 ImaxIcmaxC(dv)/dt0.110-6 210004.36 2.7mA 另一方面，由編碼器要求的最小量階電壓可求出當采樣率fS =32KHz時，最小控制電流應為 Imin9.6A 因此，積分電路對應的控制電流壓縮比應達到258，相當于49dB。最大與最小控制電流分別由4腳外接電阻Rx和Rmin決定。 3、音節(jié)平滑濾波器 MC3418只具有數(shù)字檢測功能，為實現(xiàn)壓擴作用還需要一外接網(wǎng)絡。用戶可根據(jù)需要接成線性壓擴、非線性壓擴、復雜推遲壓擴等各種形式。本實驗只列舉一種非線性音節(jié)平滑濾波器。 音節(jié)平滑濾波器是一個簡單的RC濾波電路，電路形式如圖3-6所示。集成片MC3418的數(shù)字檢測器連碼一致脈沖信號是由一個集電極開路的晶體管從11腳輸出的。所以需要一個外接的集電極負載電阻。當晶體管導通時，電容器CS通過電阻RS充電；當晶體管截止時，電容器CS通過電阻RP放電。充電時間常數(shù)CS(RS+RP)。 設(shè)G為一致脈沖在一個音節(jié)時間內(nèi)占空比的統(tǒng)計值。設(shè)第3腳電位為VS，11腳電位為V0，當G值一定時，電路應維持充放電電荷相等。設(shè)充電時間為GT，放電時間為(1-G)T，因此有 (VS-V0)/RS)GT(VCC/2-VS)/(RS+RP)(1-G)T （3） 令D=RP/RS，則有 VS=(1+D)V0G+(VCC/2)(1-G)/(1+DG) （4）圖3-6 音節(jié)平滑濾波器 其中，VO為晶體管飽和壓降，約為0.12V。 音節(jié)控制電壓為電容CS兩端的電壓，設(shè)它為VCS，因此有 VCS=VCC/2-VS即 VCS=VCC/2-(1-D)VOG+(VCC/2)(1-G)/(1+DG) （5） 由式(5)可以看出，當PP>>Rs，即D0時有 Vcs(Vcc/2-Vo)G （6）這時控制電壓與G 成線性關(guān)系。 將Vo=0.12V，(Vcc/2)6V代入上式，得 Vcs15.98G （7） 當D0，控制電壓V與G成非線性關(guān)系。設(shè)D=3，得 VCS2=(23.52G)/(1+3G) （8） 圖3-7給出VCS1和VCS2與C的關(guān)系曲線，曲線VCS2的斜率大于曲線VCS1的斜率，這就意味著VCS2的壓擴特性更接近于理想特性。 語音音節(jié)包絡的變化范圍約為5ms到20ms。取15ms，220ms，這時 2/1=4 2/1=(CS(RS+RP)/(CSRS)=1+D D=3 選CS=0.33F，則RS15.15K，RP=15.15K，取RS=15K，RP=47K得D3.13。 在臨界過載時，G達到最小值。對正弦信號可得G0.436，這時控制電壓Vcs的最大值約為(計算從略) Vmax4.48V 此值決定了限流電阻Rx1.5K。圖3-7 V與G的關(guān)系曲線 (二) 定時電路 圖3-9 定時部分時間關(guān)系圖MC3418編譯碼器所需的定時脈沖均由定時部分提供，為模擬一個實際的時分多路系統(tǒng)的工作狀態(tài)，定時部分可給出2048KHz及8路32KHz的定時，定時部分的時間關(guān)系如圖3-9所示。為確保收、發(fā)同步，本實驗系統(tǒng)的編碼和譯碼部分公用一個定時源，這是有別于實際情況的。 三、實驗儀器 *雜音計 ND5 *失真度測試儀 BS1 雙蹤同步示波器 SR8 四、實驗內(nèi)容與步驟 (一)、 時鐘部分 主振頻率為4096KHz，經(jīng)分頻后得到2048KHz的定時，再經(jīng)分頻分相后得到8路32KHz的定時。用示波器在(TP1)點觀察主振波形，用頻率計測量其頻率。在(TP2)、(TP3)、(TP4)觀察并測量2048KHz和32KHz定時。 (二)、 發(fā)送濾波器 在(TP5)輸入頻率為1KHz、幅度為2Vp-p的音頻信號。在(TP5)觀察輸入信號，在(TP6)觀察輸出信號，記下它們的幅度和波形。 (三)、 M編碼器 在(TP6)觀察經(jīng)發(fā)送濾波器限帶后輸入編碼器的音頻信號，在(TP7)觀察本地譯碼信號。在(TP8)觀察編碼輸出的數(shù)字信號(幅度約為10Vp-p)。以音頻信號作為同步信號，觀察信碼的變化規(guī)律。對應正弦波過零處應有連“0”或聯(lián)“1”碼型出現(xiàn)；對應正弦波的波峰和波谷處應有“0”、“1”交替碼型出現(xiàn)。 (四)、 M譯碼器 用短線連接(TP8)(TP9)，即將編碼信號送入譯碼器。在(TP9)觀察輸入譯碼器的編碼信號，在(TP10)觀察譯碼器輸出的模擬信號，畫出波形。 (五)、 接收濾波器 在(TP10)觀察濾波器的輸入信號。在(TP11)觀察濾波器輸出的模擬信號。記下它們的波形和幅度。 (六)、 系統(tǒng)性能測試 系統(tǒng)性能有三項指標：動態(tài)范圍、信噪比和頻率特性。 1、動態(tài)范圍 在滿足一定信噪比(S/N)條件下，編譯碼系統(tǒng)所對應于800Hz(或1000Hz)音頻信號的幅度范圍定義為動態(tài)范圍。動態(tài)范圍應大于電子工業(yè)部1982年暫定的標準框架(樣板值)。圖3-10示意給出了這個樣板。 圖3-10 M編譯碼系統(tǒng)動態(tài)范圍樣板圖動態(tài)范圍的測試框圖如圖3-11所示。 在原理部分已經(jīng)提到，M編譯碼器允許輸入信號的最大幅度為4.36V。為了確保器件的安全使用，本實驗在進行動態(tài)范圍這一指標測試時，不再對輸入信號的臨界過載進行驗證。取輸入信號的最大幅度為5Vp-p(注意：信號要由小至大調(diào)節(jié))，測出此時的S/N值。然后以10dB間隔衰減輸入信號，將測試數(shù)據(jù)填入下表。-10dB-20dB-30dB-40dB-50dBVin(mv)p-p500015005001505015S/N(dB)圖3-11 動態(tài)范圍測試框圖 2、信噪比特性 在上一項測試中選擇出最佳編碼電平(S/N最高，推薦為2Vp-p)。在此電平下測試不同頻率下的信噪比值。頻率選擇在500Hz/1KHz/2KHz/3KHz,將測試數(shù)據(jù)填入下表。f(Hz)500100020003000S/N（dB） 信噪比特性的測試框圖如圖3-12所示。 圖3-12 信噪比特性測試框圖 3、頻率特性 選一合適的輸入電平(Vin=2VP-P)，改變輸入信號的頻率，頻率范圍從500Hz到3000Hz。在(TP11)用示波器測量譯碼輸出信號的電壓值,數(shù)據(jù)填入下表。f(Hz)500100020003000TP11（V） 五、實驗報告 1、整理實驗記錄，畫出相應的曲線和波形。 2、集成化M編譯碼系統(tǒng)由哪些部分構(gòu)成？各部分的作用是什么？ 3、設(shè)想臨界過載時本地譯碼信號和信碼信號的形狀。試畫出它們的波形。 4、什么叫數(shù)字檢測音節(jié)壓擴的可變斜率？在本實驗中是如何實現(xiàn)的？ 5、積分電路的設(shè)計原則是什么？ 6、對改進實驗內(nèi)容和電路有什么建議？實驗四 移相鍵控(PSK)實驗 一、實驗目的 1、了解M序列的性能，掌握其實現(xiàn)方法及其作用；2、了解2PSK系統(tǒng)的組成驗證，其調(diào)制解調(diào)原理；3、驗證同步解調(diào)的又一方式同相正交環(huán)(或稱Costas環(huán))的工作原理； 4、學習集成電路壓控振蕩器在系統(tǒng)中的應用； 5、學習2PSK系統(tǒng)主要性能指標的測試方法。 二、實驗原理和電路說明 (一) 概述 數(shù)字通信系統(tǒng)的模型可以用圖4-1表示，虛線框內(nèi)的部分稱為數(shù)字調(diào)制和解調(diào)部分，以完成數(shù)字基帶信號到數(shù)字頻帶信號之間的變換。 圖4-1 數(shù)字通信系統(tǒng)模型 與模擬通信系統(tǒng)相比，數(shù)字調(diào)制和解調(diào)同樣是通過某種方式，將基帶信號的頻譜由一個頻率位置搬移到另一個頻率位置上去。不同的是，數(shù)字調(diào)制的基帶信號不是模擬信號而是數(shù)字信號。 在大多數(shù)情況下，數(shù)字調(diào)制是利用數(shù)字信號的離散值去鍵控載波。對載波的幅度、頻率或相位進行鍵控，便可獲得ASK、FSK、PSK等。這三種數(shù)字調(diào)制方式在抗干擾噪聲能力和信號頻譜利用率等方面，以相干PSK的性能最好，目前已在中、高速傳輸數(shù)據(jù)時得到廣泛應用。 近年來，在數(shù)字微波通信中進一步提高頻譜利用率的課題已獲得重要進展。除2PSK外，已派生出多種調(diào)制形式，如四相移相鍵控(QPSK)、八相移相鍵控(8PSK)、正交部分響應(QPRS)、十六狀態(tài)正交電幅(16QAM)以及64QAM、256QAM等，這些都是高效率的調(diào)制手段。 為了模擬實際數(shù)字調(diào)制系統(tǒng)，本實驗的調(diào)制和解調(diào)基本上由數(shù)字電路構(gòu)成。數(shù)字電路具有變換速度快、解調(diào)測試方便等優(yōu)點。為了實驗過程中觀察方便，實驗系統(tǒng)的載波選為5MHz。 (二) 調(diào)制 2PSK系統(tǒng)的調(diào)制部分框圖如圖4-2所示，電路原理如圖4-3所示，下面分幾部分說明。 1、M序列發(fā)生器 實際的數(shù)字基帶信號是隨機的，為了實驗和測試方便，一般都是用M序列發(fā)生器產(chǎn)生一個偽隨機序列來充當數(shù)字基帶信號源。按照本原多項式f(x)=X5+X3+1組成的五級線性移位寄存器，就可得到31位碼長的M序列。碼元定時與載波的關(guān)系可以是同步的，以便清晰觀察碼元變化時對應調(diào)制載波的相應變化；也可以是異步的，因為實際的系統(tǒng)都是異步的，碼元速率約為1Mbt/s。 2、相對移相和絕對移相 移相鍵控分為絕對移相和相對移相兩種。以未調(diào)載波的相位作為基準的相位調(diào)制叫作絕對移相。以二進制調(diào)相為例，取碼元為“1”時，調(diào)制后載波與未調(diào)載波同相；取碼元為“0”時，調(diào)制后載波與未調(diào)載波反相；“1”和“0”時調(diào)制后載波相位差1800。絕對移相的波形如圖4-4所示。 在同步解調(diào)的PSK系統(tǒng)中，由于收端載波恢復存在相位含糊的問題，即恢復的載波可能與未調(diào)載波同相，也可能反相，以至使解調(diào)后的信碼出現(xiàn)“0”、“1”倒置，發(fā)送為“1”碼，解調(diào)后得到“0”碼；發(fā)送為“0”碼，解調(diào)后得到“1”碼。這是我們所不希望的，為了克服這種現(xiàn)象，人們提出了相對移相方式。 圖4-2 2PSK調(diào)制部分框圖 相對移相的調(diào)制規(guī)律是：每一個碼元的載波相位不是以固定的未調(diào)載波相位作基準的，而是以相鄰的前一個碼元的載波相位來確定其相位的取值。例如，當某一碼元取“1”時，它的載波相位與前一碼元的載波同相；碼元取“0”時，它的載波相位與前一碼元的載波反相。相對移相的波形如圖4-5所示。 圖4-4絕對移相的波形示意圖 一般情況下，相對移相可通過對信碼進行變換和絕對移相來實現(xiàn)。將信碼經(jīng)過差分編碼變換成新的碼組相對碼，再利用相對碼對載波進行絕對移相，使輸出的已調(diào)載波相位滿足相對移相的相位關(guān)系。 設(shè)絕對碼為ai，相對碼為bi，則二相編碼的邏輯關(guān)系為： bi = aibi-1 (1) 差分編碼的功能可由一個模二和電路和一級移位寄存器組成。 圖4-5 相對移相的波形示意圖 調(diào)相電路可由模擬相乘器實現(xiàn)，也可由數(shù)字電路實現(xiàn)。實驗中的調(diào)相電路是由數(shù)字選擇器(74LS153)完成。當2腳和14腳同時為高電平時，7腳輸出與3腳輸入的0相載波相同；當2腳和14腳同時為低電平時，7腳輸出與6腳輸入的相載波相同。這樣就完成了差分信碼對載波的相位調(diào)制。圖4-6示出了一個數(shù)字序列的相對移相的過程。 對應于差分編碼，在解調(diào)部分有差分譯碼。差分譯碼的邏輯為： ci =bi +bi-1 (2)將(1)式代入(2)式，得 Ci=ai-bi-1+bi-1 bi-1-bi-1=0 Ci=ai+0=ai這樣，經(jīng)差分譯碼后就恢復了原始的信碼序列。 圖46絕對碼實現(xiàn)相對移相的過程 3、數(shù)字調(diào)相器的主要指標在設(shè)計與調(diào)整一個數(shù)字調(diào)相器時，主要考慮的性能指標是調(diào)相誤差和寄生調(diào)幅。 (1) 調(diào)相誤差由于電路不理想，往往引進附加的相移，使調(diào)相器輸出信號的載波相位取值為0及180，我們把這個偏離的相角稱為調(diào)相誤差。調(diào)相器的調(diào)相誤差相當于損失了有用信號的能量。(2) 寄生調(diào)幅理想的二相相位調(diào)制器，當數(shù)碼取“0”或“1”時，其輸出信號的幅度應保持不變，即只有相位調(diào)制而沒有附加幅度調(diào)制。但由于調(diào)制器的特性不均勻及脈沖高低電平的影響，使得“0”碼和“1”碼的輸出信號幅度不等。設(shè)“0”碼和“1”碼所對應的輸出信號幅度分別為Uom或Uim，則寄生調(diào)幅為： m=(Uom-Uim)/(Uom+Uim)100% (3)(三) 解調(diào) 2PSK系統(tǒng)的解調(diào)部分框圖如圖47所示，原理電路如圖48所示。 1、同相正交環(huán)絕大多數(shù)二相PSK信號采用對稱的移相鍵控，因而在碼元1、0等條件下都是抑制載波的，即在調(diào)制信號的頻譜中不含載波頻譜，這樣就無法用窄帶濾波器從調(diào)制信號中直接提取參考相位載波。對PSK而言，只要用某種非線性處理的方法去掉相位調(diào)制，就能產(chǎn)生與載波有一定關(guān)系的分量，恢復出同步解調(diào)所需要的參考相位載波，實現(xiàn)對抑制載波的跟蹤。從PSK信號中提取載波的常用方法是采用載波跟蹤鎖相環(huán)，如平方環(huán)、同相正交環(huán)、逆調(diào)制環(huán)和判決反饋環(huán)等。這幾種鎖相環(huán)的性能特點列于表41中。圖47 2PSK解調(diào)部分框圖本實驗采用同相正交環(huán)，同相正交環(huán)又叫科斯塔斯（Cosatas）環(huán)。原理框圖如圖49所示。在這種環(huán)路里，誤差信號是由兩個鑒相器提供的。壓控振蕩器（VCO）給出兩路相互正交的載波到鑒相器，輸入的2PSK信號經(jīng)鑒相后再由低通濾波器濾除載波頻率以上的高頻分量，得到基帶信號Ud1、Ud2， 這時的基帶信號包含著碼元信號，無法對壓控振蕩器（VCO）進行控制。將Ud1和Ud2經(jīng)過基帶模擬器相乘，就可以去掉碼元信息，得到反應VCO輸出信號與輸入載波間相位差的控制電壓。 圖49 同相正交環(huán)原理框圖 表41 幾種鎖相環(huán)的性能特點 鎖相環(huán)特性平方環(huán)同相正交環(huán)逆調(diào)制環(huán)判決反饋環(huán)環(huán)路工作頻率f=2f0f=f0f=f0f=f0等效鑒相特性正弦正弦近似距形近似距形解調(diào)能力無有有有電路復雜程度鑒相器工作頻率高需用基帶模擬相乘器需用二次調(diào)制器需用基帶模擬調(diào)制器 2、集成電路壓控振蕩器（ICVCO） 壓控振蕩器（VCO）是鎖相環(huán)的關(guān)鍵部件，它的頻率調(diào)節(jié)和壓控靈敏度決定于鎖相環(huán)的跟蹤性能。 實驗電路采用一種集成電路的壓控振蕩器74S124。集成片配以簡單的外部元件并加以適當調(diào)整，即可得到令人滿意的結(jié)果。如圖410所示。 集成片的每一個振蕩器都有兩個電壓控制端，Vr用于控制頻率范圍（14腳），Vf用于控制頻率范圍調(diào)節(jié)（1腳）。外接電容器Cext用于選擇振蕩器的中心頻率。當Vr和Vf取值適當，振蕩器工作正常時，振蕩器頻率f0與Cext的關(guān)系近似為： f0=5104/Cext （4）f0與Cext的關(guān)系曲線如圖411所示。 圖4-10 IC-VCO使用實例 當固定Cext時，Vr與Vf有確定的函數(shù)關(guān)系。以Vr=Vf=2V時的輸出頻率f0為歸一化頻率單位，由實驗數(shù)據(jù)可畫出以Vr為參變量時歸一化頻率fn與Vr的變化曲線如圖412所示。圖4-11 頻率f0與CEXT的關(guān)系曲線 圖4-12 fn隨Vf的變化曲線由圖412的曲線可以看出，隨Vr的增大，VCO的壓控靈敏度和線性范圍都在增大。選取適當?shù)腣r值和Cext值，將誤差電壓經(jīng)線性變換后充當控制電壓Vf，這樣就可