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1、. 摘要：闡述了高頻開關電源熱設計的一般原則，著重分析了開關電源散熱器的熱結構設計。 關鍵詞：高頻開關電源；熱設計；散熱器 1 引言 電子產品對工作溫度一般均有嚴格的要求。電源設備內部過高的溫升將會導致對溫度敏感的半導體器件、電解電容等元器件的失效。當溫度超過一定值時，失效率呈指數(shù)規(guī)律增加。有統(tǒng)計資料表明，電子元器件溫度每升高2℃，可靠性下降10％；溫升50℃時的壽命只有溫升為25℃時的1/6。所以電子設備均會遇到控制整個機箱及內部元器件溫升的要求，這就是電子設備的熱設計。而高頻開關電源這一類擁有大功率發(fā)熱器件的設備，溫度更是影響其可靠性的最重要的因素，為此對整體的熱設

2、計有嚴格要求。完整的熱設計包括兩方面：如何控制熱源的發(fā)熱量；如何將熱源產生的熱量散出去。最終目的是如何將達到熱平衡后的電子設備溫度控制在允許范圍以內。 2 發(fā)熱控制設計 開關電源中主要的發(fā)熱元器件為半導體開關管（如MOSFET、IGBT、GTR、SCR等），大功率二極管（如超快恢復二極管、肖特基二極管等），高頻變壓器、濾波電感等磁性元件以及假負載等。針對每一種發(fā)熱元器件均有不同的控制發(fā)熱量的方法。 2.1 減少功率開關的發(fā)熱量 開關管是高頻開關電源中發(fā)熱量較大的器件之一，減少它的發(fā)熱量，不僅可以提高開關管自身的可靠性，而且也可以降低整機溫度，提高整機效率和平均無故障時間（M

3、TBF）。開關管在正常工作時，呈開通、關斷兩種狀態(tài)，所產生的損耗可細分成兩種臨界狀態(tài)產生的損耗和導通狀態(tài)產生的損耗。其中導通狀態(tài)的損耗由開關管本身的通態(tài)電阻決定?？梢酝ㄟ^選擇低通態(tài)電阻的開關管來減少這種損耗。MOSFET的通態(tài)電阻較IGBT的大，但它的工作頻率高，因此仍是開關電源設計的首選器件?，F(xiàn)在IR公司新推出的IRL3713系列HEXFET(六角形場效應晶體管)功率MOSFET已將通態(tài)電阻做到3mΩ，從而使這些器件具有更低的傳導損失、柵電荷和開關損耗。美國APT公司也有類似的產品。開通和關斷兩種臨界狀態(tài)的損耗也可通過選擇開關速度更快、恢復時間更短的器件來減少。但更為重要的則是通過設計更優(yōu)的

4、控制方式和緩沖技術來減少損耗，這種方法在開關頻率越高時越能體現(xiàn)出優(yōu)勢來。如各種軟開關技術，能讓開關管在零電壓、零電流狀態(tài)下開通或關斷，從而大大減少了這兩種狀態(tài)產生的損耗。而一些生產廠家從成本上考慮仍采用硬開關技術，則可以通過各種類型的緩沖技術來減少開關管的損耗，提高其可靠性。 2.2 減少功率二極管的發(fā)熱量 高頻開關電源中，功率二極管的應用有多處，所選用的種類也不同。對于將輸入50Hz交流電整流成直流電的功率二極管以及緩沖電路中的快恢復二極管，一般情況下均不會有更優(yōu)的控制技術來減少損耗，只能通過選擇高品質的器件，如采用導通壓降更低的肖特基二極管或關斷速度更快且軟恢復的超快恢復二極管，

5、來減少損耗，降低發(fā)熱量。高頻變壓器二次側的整流電路還可以采用同步整流方式，進一步減少整流壓降損耗和發(fā)熱量，但它們均會增加成本。所以生產廠家如何掌握性能與成本之間的平衡，達到性價比最高是個很值得研究的問題。 2.3 減少高頻變壓器與濾波電感等磁性元件的發(fā)熱 精品 . 高頻開關電源中不可缺少地應用了各種磁性元件，如濾波器中的扼流圈、儲能濾波電感，隔離型的電源還有高頻變壓器。它們在工作中會產生或多或少的銅損、鐵損，這些損耗以發(fā)熱的方式散發(fā)出來。尤其是電感和變壓器，線圈中所流的高頻電流由于趨膚效應的影響，會使銅損成倍增加，這樣電感、變壓器所產生的損耗成為不可忽視的一部分。因此在設計上要采

6、用多股細漆包線并聯(lián)纏繞，或采用寬而薄的銅片纏繞，以降低趨膚效應造成的影響。磁芯一般選用高品質鐵氧體材質，如日本生產的TDK磁性材料。型號的選擇上要留有一定的余量，防止出現(xiàn)磁飽和。 2.4 減少假負載的發(fā)熱量 大功率開關電源為避免空載狀態(tài)引起的電壓升高，往往設有假負載——大功率電阻，帶有源PFC單元的電源更是如此。開關電源工作時，假負載要通過少量電流，不但會降低開關電源的效率，而且其發(fā)熱量也是影響整機熱穩(wěn)定性的因素。假負載在印制板（PCB）上的位置往往與輸出濾波用的電解電容靠得很近，而電解電容對溫度極為敏感。因此很有必要降低假負載的發(fā)熱量。比較可行的辦法是將假負載設計成阻抗可變方式。通

7、過對開關電源輸出電流的檢測來控制假負載阻抗的大小，當電源處于正常負載時，假負載退出消耗電流狀態(tài)；空載時，假負載消耗電流最大。這樣既不會影響電源空載時的穩(wěn)定性，也不會降低電源的效率和產生大量不必要的熱量。 3 散熱設計 3.1 散熱的基本方式及其計算方法 散熱有三種基本方式：熱傳導、對流換熱和熱輻射。 1）熱傳導 靠物體直接接觸或物體內部各部分之間發(fā)生的傳熱即是熱傳導。其機理是不同溫度的物體或物體不同溫度的各部分之間、分子動能的相互傳遞。熱傳導與電流的概念非常類似，熱量總是從溫度高的地方傳導到溫度低的地方，熱傳導過程中有熱阻存在如同電流流動過程中有電阻一樣。其熱流量Φ=[W]

8、，式中Rt為熱阻，τ為溫度差。而熱阻Rt=[K/W]，式中δ為導體厚度，λ為熱導率，A為導體截面積。這樣，在開關電源設計中，可以由發(fā)熱源的耗散功率，求出溫升τ=ΦRt。由于實際應用中，熱流量從熱源出發(fā)到達散熱器往往要經過幾種不同材料的熱導體，即存在不同熱阻的串聯(lián)，在計算時，總熱阻為多個熱阻的和。 2）對流換熱 熱量通過熱傳導的方式傳給與它緊靠在一起的流體層，這層流體受熱后，體積膨脹，密度變小，向上流動，周圍的密度大的流體流過來填充，填充過來的流體吸熱膨脹向上流動，如此循環(huán)，不斷從發(fā)熱元器件表面帶走熱量，這一過程稱為對流換熱。對流換熱的計算一般采用牛頓所提出的公式：Φ=αA(θ1－θ2)[

9、W]，其中A為與流體接觸的壁面面積[m2]，α為對流換熱系數(shù)，θ1為壁面溫度[K]，θ2為流體平均溫度[K]。由此可見，熱流量Φ與對流換熱系數(shù)α，截面積A及固體表面與流體的溫度差（θ1－θ2）的乘積成正比。對流換熱是一種復雜的熱傳遞過程，它不僅決定于熱的過程，而且決定于氣體的動力學過程。簡單地說，影響對流換熱的因素有兩個方面：（1）流體的物理性質，如密度、粘度、膨脹系數(shù)、熱導率、比熱等；（2）流體的流動情況，是自然對流還是強迫對流，是層流還是紊流。因為層流時，熱傳遞主要依靠互不相干的流層之間導熱；而紊流時，則在緊貼壁面的層流底層之外，流體產生漩渦加強了熱傳遞作用。一般而言，在其它條件相同情況下

10、，紊流的換熱系數(shù)比層流的換熱系數(shù)大好幾倍，甚至更多。 精品 . 3）熱輻射 由于溫差引起的電磁波傳播稱為熱輻射。它的過程比熱傳導和對流換熱復雜得多。它是將物體的一部分熱能轉換成電磁波的能量，通過能傳遞電磁波的介質如空氣、真空等，向四周傳播出去，當遇到其它物體時，則一部分被吸收再轉化為熱能，剩下的則被反射回來。各種物體所散發(fā)出來的紅外線，即是熱輻射的一種。在真空或空氣中，物體輻射出去的輻射能力Φ，決定于物體的性質、表面狀況（如顏色、粗糙度等）、表面積大小及表面溫度等。Φ=εσbA(T14－T24)其中σb為波爾茲曼常數(shù)，值為5.6710－8，A為輻射表面積[m2]，T為兩物體表面的絕對

11、溫度[K],ε為表面黑度。物體表面顏色越深，越粗糙，輻射能力越強。 3.2 開關電源中各發(fā)熱源的主要散熱方式 開關電源中各發(fā)熱源，如整流橋、功率開關管、快恢復二極管、磁性元件以及作為假負載的大功率電阻等，這些元器件所產生的熱量必須設法散發(fā)出去，一般熱設計所采用的散熱方式主要是傳導換熱和對流換熱。即所有發(fā)熱元器件均先固定在散熱器上，熱量通過熱傳導方式傳遞給散熱器，散熱器上的熱量再通過對流換熱的方式由空氣帶出機箱。實際的散熱情況為三種傳熱方式的綜合，可以用牛頓公式來統(tǒng)一表達：Φ=KSτ，其中S為散熱表面積，K為表面散熱系數(shù)。表面散熱系數(shù)通常由試驗確定，在一般的工程流體力學中有數(shù)據(jù)可查。它

12、把傳熱的三種形式全部統(tǒng)一起來了。 通過Φ=KSτ，我們可以在計算出耗散功率以后，根據(jù)允許溫升τ來確定散熱表面積S，并由此而確定所要選用的散熱器。這種計算對于提高開關電源的可靠性、功率密度、性價比等都有著重要意義。在相當多的情況下，生產廠家為了降低電源模塊的成本，往往采用通用型的散熱器，這些散熱器的設計并不一定非常合適。對于特定的要求高可靠性的通信用高頻開關電源來說，有針對性地設計專門的散熱器就顯得很重要。例如新西蘭的一種用于通信電源系統(tǒng)的整流模塊Intergy R2948（48V/60A）單模塊輸出功率2900W，它所采用的風冷散熱為前進風，斜上出風方式，其散熱器為專門設計。它最突出的特

13、點是散熱器上的散熱片均呈一定的斜角，可將流過的空氣導向斜上方，這種流向符合熱空氣由下往上流動的物理特性，這樣在相同散熱功率下，可以降低對空氣流速的要求。同時，散熱片為鑄鋁磨砂外型，表面粗糙度大，這種外形在底流速的空氣中，更容易使層流轉變成紊流，進而提高換熱系數(shù)。綜合這兩種特性，可以大大提高散熱器的散熱效率，從而在相同功率輸出和其它外界條件下，降低了對風扇轉速的要求，如果再采取風扇隨功率輸出大小的無級調速，便可提高風扇的壽命。而對整流模塊來說，風扇的MTBF是所有元器件中最低的，一直都是制約整流模塊提高MTBF的瓶頸，所以采取各種措施提高散熱效率來延長風扇壽命就具有非常積極的意義。原華為電氣公司

14、，現(xiàn)在的艾默生網(wǎng)絡能源公司的部分產品也有類似設計，說明這種設計方法正被越來越多的電源廠家采用。由于這種散熱器需要定做，根據(jù)用戶要求加工模具，故成本高一些，但對提高電源的可靠性還是相當有益的。 3變壓器主要參數(shù)的計算 　　3.1變壓器的計算功率 半橋式變換器的輸出電路為橋式整流時，其開關電源變壓器的計算功率為： Pt=UoIo(1＋1/η)(1) 將Uo=2100V,Io=0.08A,η=80％代入式（1），可得Pt=378W。 精品 . 　　3.2變壓器的設計輸出能力 變壓器的設計輸出能力為： Ap=(Pt104/4Bmf

15、KWKJ)1.16（2） 式中：工作頻率f為30kHz，工作磁感應強度Bm取0.6T，磁心的窗口占空系數(shù)KW取0.2，矩形磁心的電流密度（溫升為50℃時）KJ取468。經計算，變壓器的設計輸出能力AP=0.511cm4。 　　3.4繞組計算 初級匝數(shù)：D取50％，Ton=D/f=0.5/(30103)=16.67μs, 忽略開關管壓降，Up1=Ui/2=150V。 N1=Up1Ton10－2/2BmAc=(15016.67)10－2 /(20.6110.7)=29.77匝 高頻電源變壓器磁芯的設計原理 摘要：開關電源正向高頻化發(fā)展，作為

16、主變壓器使用的軟磁鐵氧體磁芯，從材料性能、尺寸形狀等均應作相應改進。本文討論了磁芯設計中應考慮的通過功率、性能因子、熱阻系數(shù)等參數(shù)，并提出了降低材料高頻損耗的微觀設計方法。 1．引言 電子信息產業(yè)的迅速發(fā)展，對高頻開關式電源不斷提出新的要求。據(jù)報導，全球開關電源市場規(guī)模已超過100億美元。通信、計算機和消費電子是開關電源的三大主力市場。龐大的開關電源市場主要由AC/DC和DC/DC開關電源兩部分組成。據(jù)預測，AC/DC開關電源全球銷售收入將從1999年的91億美元增加到2004年的122億美元，年平均增長率為5.9%。低功率的AC/DC（0～300W）將面向增長平衡的消費電子和計算機市場

17、；大功率的AC/DC電源（750～1500W）將面向增長強勁的電信市場。DC/DC電源約占整個開關電源市場的30%，但計算機與通信技術的快速融合，帶動了DC/DC模塊式電源的迅速增長，預計今后幾年，DC/DC電源模塊增長速度將超過AC/DC電源，如有人估計，中國今后五年，DC/DC電源模塊市場年增長將達15%，增長主要是在電信部門。開關式電源技術發(fā)展趨勢是高密度、高效率、低噪聲，以及表面貼裝化。無論是AC/DC或 DC/DC電源，除了功率晶體管外，由軟磁鐵氧體磁芯制成的主變壓器、扼流圈及其它電感器（如抗噪聲濾波器）是極重要的元件，其磁性能和尺寸直接關系到電源的轉換效率和功率密度等。在變壓器設計

18、中，主要包括繞組設計和磁芯設計。本文擬重點討論涉及主要變壓器磁芯設計中應考慮的通過功率、性能因子、熱阻等參數(shù)，并對降低磁芯總損耗提出了材料微觀設計應考慮的方法。 精品 . 2．電源變壓器磁芯性能要求及材料分類 為了滿足開關電源提高效率和減小尺寸重量的要求，需要一種高磁通密度和高頻低損耗的變壓器磁芯。雖然有高性能的非晶態(tài)軟磁合金競爭，但從性能價格比考慮，軟磁鐵氧體材料仍是最佳的選擇；特別在100kHz到1MHz的高頻領域，新的低損耗的高頻功率鐵氧體材料，更有其獨特的優(yōu)勢。為了最大程度地利用磁芯，對于較大功率運行條件下的軟磁鐵氧體材料，在高溫工作范圍（如80～100℃），應是有以下最

19、主要的磁特性： （1）高的飽和磁通密度或高的原振幅磁導率。這樣變壓器磁芯在規(guī)定頻率下允許有一個大的磁通偏移，其結果可減少匝數(shù)；這也有利于鐵氧體的高頻應用，因為截止頻率正比于飽和磁化。 （2）在工作頻率范圍有低的磁芯總損耗。在給定溫升條件下，低的磁芯損耗將允許有高的通過功率。 精品 . 附帶的要求則還有高的居里點，高的電阻率，良好的機械強度等。 新發(fā)布的“軟磁鐵氧體材料分類”行業(yè)標準（等同IEC1332-1995），將高磁通密度應用的功率鐵氧體材料分為五類，見表1。每類鐵氧體材料除了對振幅磁導率和功率損耗提出要求外，還提出了“性能因子”參數(shù)（該參數(shù)將在下面進一步敘述）。從PW

20、1～PW5類別，其適用工作頻率是逐步提高的，如PW1材料，適用頻率為15～100kHz，主要應用于回掃變壓器磁芯；PW2材料，適用頻率為25～200kHz，主要應用于開關電源變壓器磁芯；PW3材料，適用頻率為100～300kHz；PW4材料適用頻率為300kHz～1MHz；PW5材料適用頻率為1～3MHz。現(xiàn)在國內已能生產相當于PW1～PW3材料，PW4材料只能小量試生產，PW5材料尚有待開發(fā)。 3．變壓器可傳輸功率 眾所周知，變壓器的可傳輸出功率正比于工作頻率f，最大可允許磁通Bmax，（或可允許磁能偏移ΔB）和磁路截面積Ae，并表示為： Pth=CfBmaxAeWd (1) 式中

21、，C棗與開關電源電路工作型式有關的系數(shù)（如推挽式C=1；正向變換器C=0.71；反向變換器C=0.61）Wd棗繞組設計參數(shù)（包含電流密度S，占空因子fcu，繞組截面積AN等）。 表1 功率鐵氧體材料分類 精品 . 　 類別 fmax 1) kHz f kHz B 2) mT μa 3) 性能因子 （Bf） mTkHz 功耗損耗 4） kW/m3 μi 5) PW1a PW1b 100 15 300 >2500 4500 (30015) ≤300 ≤200 2000 PW2a PW2b 200 20 200 >2500

22、5000 (20025) ≤300 ≤150 2000 PW3a PW3b 300 100 100 >3000 10000 (100100) ≤300 ≤150 2000 PW4a PW4b 1000 300 50 >2000 1500 (50300) ≤300 ≤150 1500 PW5a PW5b 3000 1000 25 >1000 2500 (251000) ≤300 ≤150 800 　 注：1）fmax是該類材料適用的最高頻率。 2）B是該類材料適用的磁通密度。 3）μa100℃的振幅磁導率，B和f見表

23、1。 4）功率損耗在100℃測量，B和f見表1。 5）是25℃初始磁導率。 這里，我們重點討論（fBmaxAe）參數(shù)（暫不討論繞組設計參數(shù)Wd）。增大磁芯尺寸（增大Ae）可提高變壓器通過功率，但當前開關電源的目標是在給定通過功率下要減小尺寸和重量。假定固定溫升，對一個給定尺寸的磁芯，通過功率近似正比于頻率。圖1示出變壓器可傳輸功率Pth與頻率f的關系。提高開關頻率除了要應用快速晶體管以外，還受其它電路影響所限制，如電壓和電流的快速改變，在開關電路中產生擴大的諧波譜線，造成無線電頻率干擾，電源的輻射。對變壓器磁芯來說，提高工作頻率則要求改進高頻磁芯損耗。圖1中N67材料（西門子公司）比N2

24、7材料有更低的磁芯損耗，允許更大的磁通密度偏移ΔB，因而變壓器可傳輸更大的功率。磁芯總損耗P 精品 . L與工作頻率f及工作磁通B的關系由下式表示： PL=KfmBnVe(W) （2） 這里，n是steinmetz指數(shù)，對功率鐵氧體來說，典型值是2.5。指數(shù)m=1～1.3，當磁損耗單純地由磁滯損耗引起時，m=1; 當f=10～100kHz時，m=1.3, 當f>100kHz時，m將隨頻率增高而增長，見圖2，這個額外損耗是由于渦流損耗或剩余損耗引起的。很明顯，對于高頻運行的鐵氧體材料，要努力減小m值。 4．工作磁通密度 變壓器工作磁通密度（可允許磁通密度偏移）受兩方面限制

25、：首先要受磁芯損耗引起的可允許溫升ΔθFe的限制；另一方面，也受鐵氧體材料飽和磁通密度值的限制。 對單端正向型變換器，工作磁通密度ΔB=Bm-Br；對推挽式變換器，工作磁通密度ΔB=2Bm。 根據(jù)公式（2），當工作磁通密度提高時，磁芯損耗將以2.5次方比例上升，從而造成變壓器溫升，因此設計的工作磁通密度首先受磁芯溫升值限制，其關系式為： ΔB=CB （3） 這里，常數(shù)CB與指數(shù)n是與磁芯材料有關的系數(shù)；Ve為有效體積；Rth為熱阻。 精品 . 當計算出的磁通密度值較高時，ΔB還受磁芯材料可允許磁通密度偏移 ΔBadm（此值與材料高溫下Bs值相對應）所限制。 在這

26、里，必須注意對不等截面磁芯（如E型磁芯），在最小橫截面Amin處有較高的磁通密度。為避免磁芯飽和，還必須按下式計算： ΔB=ΔBadm (4) 由等式（3）（4）所得到的最小磁感應偏移值，即為可允許的變壓器工作磁通密度值。 5．材料性能因子 鐵氧體磁芯制成的變壓器，其通過功率直接正比于工作頻率f和最大可允許磁通密度Bmax的乘積（見公式1）。很明顯，對傳輸相同功率來說，高的（fBmax）乘積允許小的磁芯體積；反之，相同磁芯尺寸的變壓器，采用高（fBmax）乘積的鐵氧體材料，可傳輸更大的功率。我們將此乘積稱為“性能因子”，這是與鐵氧體材料有關的參數(shù)，良好的高頻功率鐵氧體顯示出高的（f

27、Bmax）值。圖3示出德國西門子公司幾種鐵氧體材料性能因子（PF）與頻率關系，功率損耗密度定為300mW/cm3（100℃），可用來度量可能的通過功率。可以看到，經改進過的H49i材料在900kHz時達到最大的（fBmax）乘積為37000H2T，比原來生產的H49材料有更高的值，而N59材料則可使用到f=1MHz以上頻率。 改進“性能因子”可從降低材料高頻損耗著手，已發(fā)現(xiàn)性能因子最大值的頻率與材料晶粒尺寸d、交流電阻率ρ有關，考慮到渦流損耗與d2/ρ之間的關系，兩者結果是相一致的，見圖4。 精品 . 6．熱阻 為了得到最佳的功率傳輸，變壓器溫升通常分割為二個相等的部分：磁芯

28、損耗引起的溫升ΔθFe和銅損引起的溫升ΔθCu。關于磁芯總損耗與溫升的關系如圖5所示。對相同尺寸的磁芯（RM14磁芯），采用不同的鐵氧體材料（熱阻系數(shù)不同），其溫升值是不同的，其中N67材料有比其它材料更低的熱阻。于是，磁芯溫升與磁芯總損耗的關系可用下式表示： ΔθFe=RthRFe （5） 式中，Rth即為熱阻，定義為每瓦特總消散時規(guī)定熱點處的溫升（k/W）。鐵氧體材料的熱傳導系數(shù)，磁芯尺寸及開關對熱阻有影響，并可用下述經驗公式來表示： Rth=) (6) 式中，S：磁芯表面積；d:磁芯尺寸；α：表面熱傳導系數(shù)；λ：磁芯內部熱傳導系數(shù)。 由上式可見，對電源變壓器用的鐵氧

29、體材料，必須具有低的功率損耗和高的熱傳導系數(shù)。實際測量表明，圖5所示的N67材料顯示高的熱導性。從微觀結構考慮，高的燒結密度，均勻的晶粒結構，以及晶界里有足夠的Ca濃度，將是有高的熱導性。從磁芯尺寸形狀考慮，較大磁芯尺寸給出低的熱阻，其中ETD磁芯具有優(yōu)良的熱阻特性，見圖6；另外無中心孔的RM磁芯（RM14A）顯示出比有中心孔磁芯（RM14B）更低的熱阻。 對高頻電源變壓器磁芯，磁芯設計時應盡量增加暴露表面，如擴大背部和外翼，或制成寬而薄的形狀（如低矮形RM磁芯，PQ型磁芯等），，均可降低熱阻提高通過功率。 精品 . 7．磁芯總損耗 軟磁鐵氧體磁芯總損耗通常細分為三種類型：磁

30、滯損耗Ph、渦流損耗Pe和剩余損耗Pr。每種損耗貢獻的頻率范圍是不同的，磁滯損耗正比于直流磁滯回線的面積，并與頻率成線性關系，即 Ph=f∮BdH （7） 這里，∮BdH等于最大磁通B下測得的直流磁滯回線的等值能。對于工作在頻率100khz以下的功率鐵氧體磁芯，降低磁滯損耗是最重要的。為獲得低損耗，要選擇鐵氧體成分具有最小矯頑力Hc和最小各向異性常數(shù)K，理想情況是各向異性補償點（即K≈0）位于變壓器工作溫度（約80～100℃）。另外，此成分應有低的磁致伸縮常數(shù)λ，工藝上要避免內外應力和夾雜物。采用大而均勻晶粒是有利的，因為Hc∞D-1(D是晶粒尺寸)。 關于渦流損耗Pe可用下式表示：

31、 Pe=Cef2B2/ρ （8） 這里，Ce是尺寸常數(shù)，ρ是在測量頻率f時的電阻率。 隨著開關電源小型化和工作頻率的提高，由于Pe∞f2，因而降低渦流損耗對高頻電源變壓器更為重要。隨著頻率提高，渦流損耗在總損耗中所占比例逐步增大，當工作頻率達200～500kHz時，渦流損耗常常已占支配地位。從圖7所示R2KB1材料磁芯總損耗（包括磁滯和渦流損耗）與頻率關系實測曲線，可得到證明。減小渦流損耗主要是提高多晶鐵氧體的電阻率。從材料微觀結構考慮，應用均勻的小晶粒，以及同電阻的晶界和晶粒；因為小晶粒具有最大晶界表面而增大電阻率，而附加CaO+SiO 精品 . 2，或者Nb2O5、ZrO

32、2和Ta2O5勻對增高電阻率有益。 最近發(fā)現(xiàn)，當電源變壓器磁芯工作達MHz頻段時，剩余損耗已占支配地位，采用細晶粒鐵氧體已成功地縮小了此損耗的貢獻。對MnZn鐵氧體來說，在MHz頻率出現(xiàn)鐵磁諧振，形成了鐵氧體的損耗。最近有人提出，當鐵氧體的磁導率μi隨晶粒尺寸減小而降低時，Snoek定律仍是有效的，也就是說，細晶粒材料顯示出高的諧振頻率，因此可用于更高頻率。另外，對晶粒尺寸減小到納米級的鐵氧體材料研究表明，在此頻段還應考慮晶粒內疇壁損耗。 　 圖1 ETD磁性可傳輸功率Pth與頻率關系 (Siemens)-N67......N27 圖2 磁損與頻率關系 精品 .

33、 圖3 材料性能因子與頻率關系(Siemens) (100C,功耗300mW/cm3) 圖4 性能因子最大值頻率與d2/ρ之間關系 熱平衡時總損耗PL(W) 圖5 不同鐵氧體材料的RM14磁芯溫升與功率損耗關系(Siemens) (環(huán)境溫度23C) 　 圖6 不同磁芯形狀、尺寸、重量 與變壓器熱阻關系 小功率充電器的設計 摘要：介紹一種用于手機和電動自行車的自動充電器電路。它省去了復雜的IC電路及其外圍電路，同樣可以完成對蓄電池進行自動充電的功能。 關鍵詞：蓄電池；自動充電器；單端反激；變換器 中圖分類號：TN86 文獻標識碼：B 文章編

34、號：0219－2713(2002)3－0084－04 精品 . 為了使手機、電動自行車等所使用的充電器實現(xiàn)自動充電的功能，大都采用各種各樣的專用IC充電器集成電路和各種采樣電路。本文介紹一種既能省去復雜的IC電路及其外圍電路，又能夠實現(xiàn)自動充電功能的電路。 1、工作原理 圖1中C1、V1～V4、C2組成濾波整流電路，變壓器T為高頻變壓器，V5、R2、C11組成功率開關管V7的保護電路，NF為供給IC電源的繞組。單端輸出IC為UC3842，其8腳輸出5V基準電壓，2腳為反相輸入，1腳為放大器輸出，4腳為振蕩電容C9、電阻R7輸入端，5腳為接地端，3腳為過流保護端，6腳為調寬單脈沖輸

35、出端，7腳為電源輸入端。R6、C7組成負反饋，IC啟動瞬間由R1供給啟動電壓，電路啟動后由NF產生電勢經V6、C4、C5整流濾波后供給IC工作電壓。R12為過流保護取樣電阻，V8、C3組成反激整流濾波輸出電路。R13為內負載，V9～V12及R14～R19組成發(fā)光管顯示電路。圖1中V5、V6選用FR107，V8選用FR154，V7選用K792。 現(xiàn)對變換環(huán)節(jié)作如下介紹： 從圖1中可知，當V7導通時，整流電壓加在變壓器T初級繞組Np上的電能變成磁能儲存在變壓器中，在V7導通結束時，Np繞組中電流達到最大值Ipmax： Ipmax=(E/Lp)ton （1）---------------

36、式中：E——整流電壓； Lp——變壓器初級繞組電感； ton——V7導通時間。 在V7關閉瞬間，變壓器次級繞組放電電流為最大值Ismax，若忽略各種損耗應為： Ismax=nIpmax=n(E/Lp)ton (2) 式中：n——變壓器變比，n=Np/Ns，Np、Ns為變壓器初、次級繞組匝數(shù)。 高頻變壓器在V7導通期間初級繞組儲存能量與V7關閉期間次級繞組釋放能量應相等： n(E/Lp)ton=(Uo/Ls)toff-------------------式中：Ls——變壓器次級繞組電感； Uo——輸出電壓； toff——V7關閉時間。 因為Lp=n2Ls， 則：(E/

37、nLs)ton=(Uo/Ls)toff Eton=nUotoff Uo=(ton/ntoff)E (3) 上式說明輸出電壓Uo與ton成正比，與匝比n及toff成反比。 變壓器在導通期間儲存的能量WLp為： WLp=(1/2)LpI2pmax （4） 變壓器Lp愈大儲能愈多。 變壓器儲存的能量能否在toff期間釋放完，不僅與變壓器的工作頻率f有關，而且與次級繞組電感量Ls有關，更與負載的大小有關。 儲能釋放時間常數(shù)τ和V7關閉時間toff之間的差異形成變換器三種工作狀態(tài)，下面分開介紹： 1）toff=τ這種狀態(tài)為臨界狀態(tài)，各參數(shù)波形如圖2所示。 精品 . 圖2

38、 toff=τ的 波 形 圖 圖2中ub為Vp的控制電壓波形；up為變壓器初級Np電勢波形；φ為變壓器磁通變化波形；uces為V7集電極電壓波形；ip、is為初、次級電流波形。 2）toff>；τ各參數(shù)波形如圖3所示。從圖3中可以看出磁通復位時V7關閉還持續(xù)一段時間，ip呈線性上升，is線性下降。 圖3 toff >；τ的 波 形 圖 精品 . 變壓器儲存的能量等于電路輸出能量。 （1/2)LpI2pmaxf=Uo2/RL Uo2=(1/2)LpI2pmaxRLf 將Ipmax=(E/Lp)ton代入上式，則 式中：RL——電路負載電阻； T=1/f

39、——變壓器工作周期。 式（5）中E、ton、T、Lp為定值，所以輸出電壓Uo隨負載電阻RL的大小而變化，若忽略整流器件壓降，則輸出電壓最大值應為： Uomax=(1/n)Up=(1/n)E （6） V7承受的反壓應為： Ucc=E＋Up=E＋nUo （7） 3）toff<；τ 各參數(shù)波形如圖4所示。從圖4中可以看出磁通在toff期間不能復位，ip也不是從0開始線性增加，is下降不到0，這種工作狀態(tài)輸出電壓Uo應滿足如下關系： Eton=(Np/Ns)Uot Uo=(ton/toff)(Ns/Np)E 精品 . 圖4 toff <；τ 的 波 形 圖

40、 上式說明在Lp較大的情況下，Uo只決定于變壓器匝數(shù)、導通截止脈寬和電源電壓E，而與負載電阻 RL無關。 上述三種工作狀態(tài)中，第二種工作狀態(tài)輸出電壓Uo隨負載電阻大小而變化，我們正好利用這個特點，滿足充電器的充電特性。 從電路中可知，電路的負載電阻RL實際上是被充電電池的等效內阻，當電池電量放空時，等效內阻RL很小，隨著充電量增大，其等效內阻升高，而電路輸出電壓Uo就是充電電壓，其變化是隨RL增大而升高，所以有如圖5所示的充電特性曲線。從圖5可以看出充電電流是隨著RL增大而下降。io=uo/RL 充電電壓uo、充電電流io都是隨RL而變化，RL的變化曲線是電池的充電特性決定的，所

41、以用單端反激電路作成的充電器其充電電壓、電流有很好的跟隨性。 圖5 充 電 特 性 曲 線 當電池充滿后，RL也就大到一定限度，充電電壓也就進入飽和狀態(tài)，充電電流自動進入浮充狀態(tài)。 這樣便大大簡化了自動充電的控制電路。與相同性能的其它充電器電路相比，成本大大降低，可靠性大大提高。 2 、電路設計計算 精品 . 為了簡便，現(xiàn)只介紹單端反激變換電路中變壓器的設計及主要元器件的選用方法。 2.1 高頻變壓器的設計 變壓器是變換器的主要部件，其設計內容主要是磁芯選定，繞組匝數(shù)和導線直徑的選定。 1）變壓器主要參數(shù)計算公式 輸出功率Po=UoIo 輸入功率

42、PI=Po/η 占空比D=ton/T 變壓器效率η=Po/PI 負載電阻RL=Uo/Io 變壓器輸入電流最大值Ipmax=2Uo2/DηEminRL 變壓器輸入電流有效值Ipeff=DIp 變壓器工作頻率f的確定： f高雖然體積、重量可減小，但V7開關損耗增大，f低則變壓器體積變大重量加大，綜合考慮，一般選f=50kHz左右。 2）磁芯尺寸選取 因電路為單端反激電路，所以勵磁電流是單方向的，變壓器磁芯中產生的磁通只沿著磁滯回線在第一象限上下移動，如圖6所示。 [a] 勵磁電流 (b) 磁滯回線 圖6 勵磁電流及磁滯回線 按圖6中的磁路工作狀態(tài)，對磁芯

43、尺寸計算公式推導如下： 精品 . 據(jù)電磁感應定律 e=－Np(dφ/dt) e=E－Uces 若忽略V7飽和壓降Uces，則 Npdφ=Edt ； ； NpΔφ=Eton Δφ=ΔBSC Np=(E104ton10－6/Δ BSC)=Eton/100ΔBSC （8） E=100NpΔBSC/ton (9) 式中：104——磁通密度單位換算系數(shù)； 精品 . 10－6——導通時間單位換算系數(shù)； SC——磁芯截面積，單位cm2； Δ B——一般取0.7Bs（飽和磁密），單位T； ton——單位μs。 所選磁芯窗口面積So應能繞下初、次級繞

44、組，所以有如下公式關系： 為了便于公式推導，設Ip=Is=I，Np=Ns則： ； ； 式中：Ko——銅線占空系數(shù)，一般取 Ko=0.2～0.5； KC——磁芯占空系數(shù)，鐵氧體取KC=1； j——導線中電流密度，一般取j=2～3A/mm2； 10－2——導線截面積尺寸單位換算系數(shù)。 變壓器設計容量 PT=EI (11) 將式（9）、式（10）代入式（11） PT=(100NpΔBSC/ton)(100KoKCSoj/2Np) =ΔBSCSoKoKCj104/2ton SoSC=2PTton10－4/ΔBKoKCj(cm4) 變壓器初、次級功率關系為

45、： Ps=ηPT Po=Ps－PD 式中：Ps——變壓器次級輸出功率； 精品 . PD——輸出端二極管等損耗功率。 若忽略PD，則： Po=ηPT SoSC=2Poton/ηΔBjKoKC(cm4) (12) 據(jù)式（12）計算So、SC，選取磁芯尺寸、規(guī)格。 3）繞組匝數(shù)的計算 Np=100Eton/ΔBSC (13) 為了滿足電路要求，式中E、ton應取最大值，單端反激電路變壓器原邊繞組兼有電感作用。其電感所需量由下式計算： Lp=Eton/Ip(μ H) （14） 式中：ton單位用μs 用下式核算Np繞組匝數(shù)能否滿足電感量要求： L′p=(0.4π

46、N2pSC10－8)/(Lδ＋LC/μC) （μH） （15） 式中：μC——磁芯材料有效導磁率； LC——磁芯磁路平均長度（cm）； Lδ——磁芯中空氣隙長度（cm）。 若Lp≤L′p，則加大Np，以達到電感量要求。 變壓器匝比的選取： 若不考慮次級整流壓降及變壓器內損等因素的影響，則 n=Ep/Eo、Ns=nNp/D 同理可計算 NF=(Ns/Uo)Up 4）導線直徑選取計算 若取j=2.5A/mm2則： 精品 . d=0.7 (mm) (16) 據(jù)式（16）計算出各繞組導線直徑并選取規(guī)格值，驗算磁芯窗口面積能否繞下各繞組，若繞不下，則重

47、復上述有關設計計算。 5）驗算次級繞組放電常數(shù)，τs應小于toff τs=Ls/RL=(L′p/n2)/RL=L′p/（n2RL） toff=T/2，T=1/f，所以toff=1/（2f） toff>；τs為驗算原則。若不能滿足則重復上面有關計算。 2.2 各主要元器件的選用 1）功率開關管的選用 根據(jù)式（7），開關管耐壓應≥E＋nUo，一般取(2.5～4)Emax。 開關功率管的電流由下式計算確定： Ipmax=2U2o/ηDER1min 2）電容C2、C3的選定 C2電壓應大于1.1220V； C3電壓根據(jù)輸出電壓而定。 C2、C3電容量的選用原則是：

48、 C2Rp=(4～5)T50； C3RL=(4～5)T。 式中：T50——頻率為50Hz時對應的工作周期； Rp、C2——放電等效電阻、電容； T——變壓器工作頻率對應的周期。 由此可以推算電容量。 3 、電路調試 1）變換器工作頻率調整 精品 . 調IC4腳的R7和C9可達到調整工作頻率的目的。 2）功率開關管導通時間ton的調整 調R3和R5可達到調整ton的目的。 3）過流保護工作點的調整 調R12可達到調整過流保護工作點的目的。 4、 結語 用單端反激變換電路制作全自動充電器是筆者對單端反激變換電路探討實踐的總結。用此電路已經設計制作了100W以內的全自動充電器30多臺，使用效果良好，并通過廠家技術鑒定。應用本文所介紹的技術可省去復雜的控制電路和IC，不僅降低了成本，而且大大提高了可靠性，綜合效益顯著。 如有侵權請聯(lián)系告知刪除，感謝你們的配合！ 精品