基于單片機控制的開關(guān)電源資料
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ICE2xXXX系列晶體管在分離式開關(guān)電源中的應(yīng)用應(yīng)用手冊電源管理與應(yīng)用目 錄工作原理- - 3保護功能- 9過載和回路保護(圖6)-11在軟啟動時的過壓保護(圖7)-12頻率響應(yīng)-13設(shè)計步驟- 14輸入整流橋-15確定輸入電容-15變壓器設(shè)計-17電感-18繞組設(shè)計-19輸出整流器-21輸出電容-22輸出濾波器-23反饋端的RC濾波器-23軟啟動電容-24VCC電容-25啟動電阻-25嵌位網(wǎng)絡(luò)-26損耗的計算-27開關(guān)損耗-28傳導(dǎo)損耗-28調(diào)節(jié)回路-29調(diào)節(jié)回路原理-30零極點的傳輸特性-31工作原理ICE2AXXX系列是用來構(gòu)造一個反激式逆間斷或連續(xù)電流模式,控制電路有固定的頻率。集成的CoolMOS晶體管的占空比被控制來保持輸出電壓的穩(wěn)定。圖1說明了輸入電壓,逆變換器的初次級電流,如第3頁所述。當CoolMOS管導(dǎo)通后,變壓器的繞組的初始狀態(tài)處于正向電壓。次級的整流二極管處于反向偏置,所以不導(dǎo)通。因而沒有電流流過二次繞組,在這個階段里,能量是被儲存在初級繞組的磁性電感里,而變壓器可以被看作一個串聯(lián)的電感。圖1表明在CoolMOS晶體管導(dǎo)通時,初級電流有一個線性增長。當它關(guān)斷時,電壓反向加到變壓器的繞組上直到這個電壓被次級的整流二極管鉗位為止。此時,次級的整流二極管開始導(dǎo)通,而在這個間隔里面,儲存在變壓器磁鐵心的能量就被轉(zhuǎn)移到次級。在間斷傳導(dǎo)模式中,次級電流從其峰值減少為零。在此期間,所有儲存在初級電感里的能量都傳送到次級(忽略損耗和初級漏感),然后下一個儲存周期開始??紤]到變壓器的匝數(shù)比,次級電壓反射回到初級繞組并增加了輸入電壓。由于能量是存儲在初次繞組分開的漏電感里面的這樣一個瞬時的附加電壓會出現(xiàn)在初次繞組。這個電壓并沒有被次級繞組嵌位。如果反饋電流在下一個開通周期之前沒有達到0,轉(zhuǎn)換器將工作在連續(xù)的傳導(dǎo)模式(如圖2)。注釋:當系統(tǒng)轉(zhuǎn)移到連續(xù)傳導(dǎo)工作時,它的傳遞函數(shù)就變成帶有低輸出阻抗的雙極點系統(tǒng)。既然這樣另外的設(shè)計原則必須要考慮在初級繞組包括不同的回路和斜坡補償。工作在不連續(xù)傳導(dǎo)模式下的電流和電壓波形占空比:D=0.5 占空比:D0.5是直流輸入電壓=直流輸入電壓最小值 是直流輸入電壓直流輸入電壓最小值 藍色代表輕載 紅色代表滿載 占空比D連續(xù)傳導(dǎo)模式和間斷傳導(dǎo)模式之間的比較輸入級:如圖3所示,交流輸入電壓被整流橋和小型電容濾波器,整流和濾波。所產(chǎn)生的高頻直流電壓加到變壓器的初級。變壓器被帶有一個用于精密電流測量的外部感性電阻(R17)的COOLMOS晶體管驅(qū)動,把高頻直流電壓斬成高頻方波電壓。輸出級:次級繞組電壓被二極管D1,電容C9,C5,C20整流和濾波。輸出LC濾波器減少了輸出紋波電壓。其他輸出電壓:其他輸出電壓可以通過調(diào)整轉(zhuǎn)換變壓比和輸出級來實現(xiàn)。芯片的供電為了給電容C4充電,偏置繞組的電流由二極管D2和電阻R8來整流和濾波。這產(chǎn)生了一個加強了CoolSET ICE2AXXX驅(qū)動能力的偏置電壓。電阻R6和R7控制VCC并在啟動時給芯片供電。齊納二極管(D4)為了保護芯片而控制芯片的供電電壓以防止因為過壓引起的損壞。電容C13過濾掉芯片供電電壓上的高頻文波。軟啟動軟啟動功能在開始時被激活,并且可以由電容C14來調(diào)整。除了在開始時候之外,軟啟動還在自起動中的每一次重起嘗試和當在幾個保護功能中的某一個被激活之后的重起時被激活。這有效地將在起動時加在CoolMOS MOSFET晶體管,緩沖網(wǎng)絡(luò)和輸出整流器上的電流和電壓的的重壓減到最小。軟啟動的特點更多的是幫助最小化輸出超調(diào)量和防止在開始時變壓器飽和。鉗位網(wǎng)絡(luò)鉗位網(wǎng)絡(luò)是由二極管D3,電阻R10和一個可以控制由變壓器漏電感引起的可限制CoolMOS晶體管的雪崩損耗的尖峰電壓在一個安全值的電容C12組成??刂苹芈冯娮鑂1和R2相對恒壓二極管TL431CLP (IC2)來說作為分壓器。R4提供給TL431CLP (IC2)一個最小的電流。這個由電容C1和C2組成的網(wǎng)絡(luò)決定了FG1和FG2的角頻率。R5設(shè)定了控制回路的增益。斜坡補償電流型控制器變得不穩(wěn)定只要穩(wěn)態(tài)占空比大于0.5。為了實現(xiàn)占空比在0.5左右,電流斜坡需要補償。斜坡補償是由電容C17,C18和電阻R19組成的網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)的。紋波的降低電感L5和電容C23削弱了由初級電流波形的基波和諧波頻率波動引起的微分模式發(fā)射電流。開關(guān)電源計算軟件FLYCALFLYCAL是一個優(yōu)秀的包含所有開關(guān)電源簡單計算所需要的方程式的對照表。FLYCAL在這本應(yīng)用手冊里有相應(yīng)的計算實例。你只需要輸入在你要在FLYCAL應(yīng)用的主要參數(shù)并且按照計算實例所說的原理要點一步一步來就行了。FLYCAL包含所有和在實例中使用的有同樣編號的方程式。電路圖保護功能圖4中顯示的方框圖展示了保護單元的內(nèi)部功能。比較器C1,C2,C3和C4比較軟啟動和反饋引腳電壓。連接到比較器輸出的邏輯門確保信號的結(jié)合和使誤差門插銷能夠安裝。圖5展示了作為電源電壓的功能在CoolSET的VSS出現(xiàn)過電壓的情況下,ICE2AXXX的VSS和反饋引腳電壓VFB之間的關(guān)系。過載和開路保護反饋電壓超過4.8v(VFB)而軟啟動電壓在5.3v(VSS)以上(軟啟動已完成)(t1)。在5us的延時之后,CoolMOS被關(guān)斷(t2)。VCC端的電壓減少到8.5v(t2)控制邏輯停止(t3)啟動電阻控制著VCC電容(t3)在VCC電壓超過13.5v后工作伴隨著軟啟動重新開始(t4)圖7下面圖6過載和開路/正常負載圖8在軟啟動期間的過電壓保護反饋電壓(VFB)超過4.8v而軟啟動電壓在4.0v以下(軟啟動階段)(t1)VCC管腳的電壓超過16.5v(t2)CoolMOS 立即被關(guān)斷(t2)VCC管腳的電壓減少到8.5v(t3)控制邏輯停止啟動電阻控制VCC電容(t4)工作在VCC電壓超過13.5v跟隨著軟啟動再次開始(t5)圖9圖10圖11頻率縮減震蕩器的頻率取決于反饋腳的電壓。在一個1.75v電壓以下,頻率減少為21.5KHz。由于這個頻率縮減,在低負載條件下的電壓損耗可以很有效的減少。這是根據(jù)圖12所示得出的。圖12設(shè)計步驟對于確定回掃轉(zhuǎn)換器和工作在間斷電流模式下的ICE2AXXX的頻率。步驟定義輸入?yún)?shù) 范例最小交流輸入電壓 VAC min 90v最大交流輸入電壓 VAC min 264v頻率 50hz最大輸出功率 POUT max 50w額定輸出功率 POUT nom 40w 輸出電壓 VOUT 16v紋波電壓 VOUT Ripple 0.05v映像電壓 VRmax 120v估計效率 y 0.85直流紋波電壓 VDC IN Ripple 30v 輔助電壓 VDC IN Ripple 12v增益 GC 1使用CoolSET ICE2A365對于回掃轉(zhuǎn)換器中的整流和儲能電容沒有什么特殊的要求。這些元件將被用來滿足額定的功率和使電源符合要求。最大輸入電壓 方程1 輸入整流橋()方程2 最大直流輸入電壓方程3確定輸入電容空載時最小峰值輸入電壓方程4 方程5我們設(shè)定紋30v計算每半個周期的放電時間方6C3放電所需要的能量方程7計算輸入電容值方程8 作為選擇輸入電容的一條原則要滿足輸入電壓 輸入電容的計算從鋁電解電容數(shù)據(jù)手冊中選擇一個電容下面的幾款電容可供參考對于85度時使用 對于105度時使用life time 表示壽命我們根據(jù)方程8選擇一的電容那些特殊的要求用來控制時間、包括周期跳變或者其他影響最小直流輸入電壓和電容時間的因數(shù)也應(yīng)該根據(jù)這點來考慮。變壓器設(shè)計():計算初級線圈的峰值電流:方程10a 方程10b方程11計算初級在最大占空比限制下的電感值方程12選擇磁心型號初級線圈的圈數(shù)可以由下式計算:方程13我們選擇線圈匝數(shù)為46匝次級線圈的匝數(shù)由下式計算:方程14我們選擇為7匝輔助線圈匝數(shù)的計算:方程15我們選擇為5匝確認初級電感,峰值電流,最大占空比,通量密度和間隔。方程16-20為:方程21-22 感性電阻感性電阻可以單獨的最大的峰值電流從而確定最大的傳輸電壓。提示:當計算最大峰值電流時,短期峰值輸出電壓也必須考慮在內(nèi)。方程23從數(shù)據(jù)手冊得:我們選擇0.43歐繞組設(shè)計參看38頁變壓器結(jié)構(gòu)為了獲得初次級最好的耦合,初級繞組必須要分成23匝加23匝。有效的線軸寬度和繞組的交叉部分可以由下式計算:方程24方程25從磁心數(shù)據(jù)手冊中查得我們用3倍于絕緣線來繞次級繞組計算初次級繞組的銅部分用下式計算。繞組交叉部分必須根據(jù)繞組數(shù)細分。初級繞組:次級繞組:方程6輔助繞組:銅間隔因數(shù)我們計算每個繞組的可利用部分:用這個來計算: 28方程29根據(jù)有效的線軸寬度我們檢查每層的匝數(shù):方程30 初級: 次級2層需要 2層需要 輔助繞組:一層輸出整流:()反激式變換器中的輸出整流二極管要承受一個很大的峰值和有效值電流。其值取決于負載和所工作在的模式。電壓的限制取決于輸出電壓和變壓器繞組的匝數(shù)比。最大反向電壓的計算:方程31 次級最大電流的計算:輸出電容:在反激式變換器中輸出電容所承受的壓力很大。一般電容是根據(jù)3個主要的參數(shù)來選擇:電容量,低的ESR值和紋波電流的大小。為了計算輸出電容,有必要設(shè)定一個在關(guān)斷情況下最大負載的最大電壓超調(diào)。在關(guān)斷負載之后,控制回路需要有大約10-20次內(nèi)部時鐘周期來減少占空比。最大電壓超調(diào): =時鐘周期的次數(shù):從數(shù)據(jù)手冊選擇一個鋁電解電容。下面的電容可以參考使用:在105度低阻抗下使用:系列 4000小時的壽命105度下最低阻抗下使用:系列 4000小時的壽命根據(jù)方程34,我們選擇一個的電容,型號為:串聯(lián)等效電阻為:紋波電流:我們需要兩個電容來并聯(lián)。輸出濾波器:輸出濾波器有電容和電感組成一個LC拓撲的濾波器。輸出電容的零點頻率和串聯(lián)等效電容的關(guān)系:計算電感需要代入由輸出電容引起的零點:我們選擇C23為470uf反饋端的RC濾波器:RC濾波器是設(shè)計用來減少可能由這一途徑導(dǎo)致的噪聲。典型值如下:注意電容的值與內(nèi)部拉力互相作用(典型值為3.7k)以建立一個濾波器。軟啟動電容:軟啟動端電壓和反饋電壓一起控制著過電壓,開路和過電流保護功能。軟啟動電容必須以這樣一種方式計算,即輸出電壓和反饋電壓要在過電流閥值到達之前在工作范圍內(nèi)。從數(shù)據(jù)手冊選擇一個典型軟啟動電阻軟啟動時間的計算軟啟動電容 選擇VCC電容: 電容是用來保證芯片的供電電壓直到該電壓可以由輔助繞組來提供。為了平衡VCC電容推薦使用一個的陶瓷電容緊密的連在7腳和8腳之間。作為選擇,也可以使用低ECR和ESL的電解電容。我們?nèi)≤泦与娮瑁嚎刂菩酒淖畲箪o止電流 VCC電容負載電流 VCC電容值 選擇值為390k啟動時間:注意:在芯片可以插入應(yīng)用面板之前,VCC電容必須總是可以放電的。鉗位網(wǎng)絡(luò):為了計算鉗位網(wǎng)絡(luò)的參數(shù),有必要知道漏感值。最普遍的方式就是從給定的初級電感得到漏感的百分比。假如變壓器結(jié)構(gòu)是固定的,通過減少次級繞組匝數(shù)測量初級的漏感將可以得到一個精確的數(shù)據(jù)(假定一個好的LCR分析儀是有效的)。在這個例子中我們選擇初級電感的5%作為漏感值。我們選擇的電容我們選擇22千歐的電阻損耗的計算:輸入整流橋:銅電阻的計算:銅電阻系數(shù)P100 計算銅損耗:輸出整流二極管:晶體管: (直流輸入電壓)(125度時參數(shù)值)也可參看系列的數(shù)據(jù)手冊開關(guān)損耗:總損耗:散熱計算:阻熱比典型值列表:DIP 雙列直插式封裝調(diào)節(jié)回路:基準電壓源 參考電壓 電流最小值 光電耦合器發(fā)光二極管正常電壓值 最大電流值初級:反饋電壓:從數(shù)據(jù)手冊查到典型基準源 反饋電壓 放大倍數(shù)反饋電阻典型值次級:R2的值可以定為4.3K調(diào)節(jié)回路原理圖調(diào)節(jié)回路的傳輸特性 方程59 反饋 方程60 驅(qū)動電壓方程61 功率級跨導(dǎo)倒數(shù) 方程62 輸出整流 方程63 調(diào)整器傳輸特性的零極點最大 最小負載下功率放大級的極點我們把光電耦合器的增益和驅(qū)動電壓作為常量來使用。在調(diào)節(jié)器對傳輸特性的調(diào)整下,我們想達到一個在工作范圍內(nèi)合適的增益,并補償功率放大級的極點頻率。由于輸出電容零點的補償我們忽略它和LC濾波器極點。因而功率端的傳輸特性被簡化為一個單極點響應(yīng)。為了計算開環(huán)增益我們必須選擇穿越頻率。我們計算功率端在選擇穿越頻率為輸出最大功率下的增益。系列瞬時阻抗的計算:瞬時阻抗定義了峰值電流等級和反饋端電壓之間的直接關(guān)系。這是功率放大級計算所必需的。脈寬調(diào)制開環(huán)增益Av為由數(shù)據(jù)手冊查得。方程68增益和交叉頻率:方程69傳輸特性圖16我們在交叉頻率fg處計算開環(huán)增益根據(jù)傳輸特性的方程,我們也可以計算調(diào)節(jié)環(huán)路的增益,所計算得的調(diào)節(jié)環(huán)路的增益為 我們計算調(diào)節(jié)器的分離元件:方程70方程71為了在輕載條件下獲得足夠的相位增益,我們在最小和最大負載功率端極點之間選擇補償網(wǎng)絡(luò)的零點。方程71開環(huán)增益輕載全載 圖17開環(huán)相位圖18連續(xù)傳輸模式圖19變壓器計算變壓器是這樣計算的,即間斷傳導(dǎo)模式狀態(tài)在最小輸出功率下剛剛達到時。最大輸出功率最大占空比 斜坡補償斜坡補償對于穩(wěn)定工作在連續(xù)傳導(dǎo)模式、達到和超過0.5的占空比的調(diào)節(jié)器是必要的。斜坡補償一個簡單的方法是使用第3頁電路圖所用的和元件。圖20 對于占空比=0.5的應(yīng)用選擇為10nF 選擇為 變壓器結(jié)構(gòu)繞組的布局對于變壓器的性能和可靠性有相當大的影響。為了減少漏感值到可以接受的程度,推薦使用三面夾中的結(jié)構(gòu)。為了使分離式開關(guān)電源變壓器達到國際安全要求,必須使變壓器初次級有足夠的絕緣。這可以通過使用結(jié)構(gòu)或在次級使用3倍的絕緣導(dǎo)線來達到。對于一般的輸入電壓范圍內(nèi)的典型漏電距離為8mm。這樣導(dǎo)致了一個4mm極限邊緣寬度(漏電距離的一半)。此外初次級之間必要的絕緣最好使用3層基本的絕緣磁。變換器的繞組結(jié)構(gòu)的示例。次級繞組的3倍絕緣線結(jié)構(gòu)示例的值可以從數(shù)據(jù)手冊查到推薦的設(shè)計圖案為了避免電源和信號源之間在板子上產(chǎn)生的干擾,我們在設(shè)計PCB時必須使用計算機輔助可靠性估價來規(guī)劃導(dǎo)線布局。信號路徑必須盡可能足夠短,并且需要從VCC路徑和反饋路徑分開。所有的地端要連接在一起接到的8腳。晶體管列表 對于數(shù)字控制電子電力產(chǎn)品的投資摘要:本文討論了制作數(shù)字控制電子電力產(chǎn)品在商業(yè)上成功存在的機遇和挑戰(zhàn)。1 背景冒著做陳腐的觀察報告的風(fēng)險,最近20年微控制器,處理器和可編程器件的高速發(fā)展開拓了提高電子電力產(chǎn)品應(yīng)用的性能、實用性、經(jīng)濟性的非常令人興奮的可能。自適應(yīng)控制器、參數(shù)估算以及成熟的控制算法,都已不是些新的概念,它們都越來越能夠合理經(jīng)濟地實現(xiàn)。電源供應(yīng)和驅(qū)動不需要再簡單的服務(wù)于電源變換器。一個電力供應(yīng)控制器可以從一個完整系統(tǒng)的全面的和動態(tài)的性能獲益,包括伺服系統(tǒng)負載、放電照明、高端中央處理單元以及其他商業(yè)和工業(yè)有適當意義的負載。經(jīng)常閱讀可編程數(shù)字邏輯的益處包括:在設(shè)計領(lǐng)域和該領(lǐng)域的可重復(fù)編程,在復(fù)雜的用戶界面合并增值函數(shù)的可能性,實現(xiàn)自適應(yīng)的能力,多輸入多輸出,以及非線性控制策略;易于與光隔離;還要具有診斷發(fā)現(xiàn)錯誤和通過后臺處理重新編碼的能力。這些好處能給實際中電子電力產(chǎn)品提供真實的商業(yè)價值還是只是學(xué)術(shù)上的研究而已呢?數(shù)字控制的毛病對于設(shè)計者和制造者來說是一個很大的負擔。和實用的模擬控制技術(shù)和提供許多服務(wù)的電子電力學(xué)會相比較,數(shù)字控制引入了許多新的問題:算法中量化和近似的影響;挑戰(zhàn)和包括代碼發(fā)展,修訂,改正作為額外設(shè)計步驟的支出;硬件支出或走數(shù)字化與使用相似的帶寬的類似成分感受到付出的代價,數(shù)字方法發(fā)展中的挑戰(zhàn)和使用正確的電路模型以及控制方案,當我們的社會確定成功的構(gòu)建連續(xù)時間模型。公開的市場將毫無疑問的繼續(xù)給電子電力的數(shù)字控制應(yīng)用是否有現(xiàn)實意義提供達爾文式的回答。那些能感知技術(shù)合適的應(yīng)用時間的預(yù)見者或者智者或者幸運兒更可能逐步開發(fā)出占據(jù)未來市場的產(chǎn)品。作為一種技術(shù),數(shù)字控制也不例外。本文的目的在于在歷史和目前趨勢的基礎(chǔ)上,對電子電力的數(shù)字控制的商業(yè)價值提供一個投機的看法。第二部分將具體地評論一些控制與數(shù)字控制的一些問題。這些評論有意的做了個提醒關(guān)于連續(xù)和離散時間系統(tǒng)之間的不同及這些不同對設(shè)計者的影響。下面的這些觀點,保留的部分調(diào)查了應(yīng)用的特殊性,時機,以及關(guān)于電子電力系統(tǒng)數(shù)字控制的思考。近來電氣和電子工程師協(xié)會關(guān)于數(shù)字控制的一些特別的看法,認為電力電子學(xué)對于這個討論提供了基礎(chǔ)。二 離散時間系統(tǒng)的回顧讓我們從些基礎(chǔ)開始并比較連續(xù)和離散時間系統(tǒng)及控制。對于特殊的對象,連續(xù)和離散時間的控制的選擇意味著硬件和建摸技術(shù)的選擇。一個詳盡的指南會占據(jù)一個或更多完整的頁面。這部分選了些在當企圖放棄熟悉的經(jīng)典模擬控制去使用數(shù)字控制出現(xiàn)的新的技術(shù)問題。對象的本性和消費規(guī)范最終決定選擇那一種設(shè)計方案證明在經(jīng)濟上和技術(shù)上都是切實可行的。這些回顧提供了一個數(shù)字控制證明在未來電子電力系統(tǒng)應(yīng)用在經(jīng)濟上是有益的在紙上思考的舞臺。有至少兩個理由關(guān)于設(shè)計者為什么會面臨數(shù)字控制設(shè)計的問題。首先就是對象天生的是離散時間的最好描述。這種情形的一個平常的例子就是月刊要每月一次的付費。在這個例子中很自然的定義一個離散時間變量。未付的本金在第N個月后P美元歸出借方。假設(shè)每月的利率等于每年的百分比除12,一個離散微分方程可以說明本金的動態(tài)描述。這個方程是微分動態(tài)分析的一個數(shù)的出發(fā)點。對于一個定期的抵押,比如一個30年的期限,需求可以用做一個約束,對于研究不同時間常量在驅(qū)動P在需要的時間達到需要最終值。一個控制系統(tǒng)出現(xiàn)當伺服每月付費P作為退休前早期抵押。一個實際本金和期望本金之間的誤差或者不同可能會使增加P來驅(qū)使系統(tǒng)更快的達到(改良的瞬態(tài)響應(yīng))。對于提高響應(yīng)時間的熟悉的要求和一個更具驅(qū)動能力的同樣熟悉的要求一起到來,在這種情況下,有能力每月支付更多。不穩(wěn)定會出現(xiàn)當每月一次的支付P在利率r下不足以防止本金P的極大增值。有這樣的案例,電力轉(zhuǎn)換器可以極其便利的在離散時間里面直接模仿。一個功率因數(shù)有效的界面,舉個例子,將典型的執(zhí)行兩次電壓回路控制行為,在多數(shù)每個有效周期里面(一般都比這個值?。┮员苊飧蓴_輸入電流波形。這些轉(zhuǎn)換器被很好地用離散微分方程描述,而數(shù)字控制是個顯而易見的選擇。 圖1 離散時間反饋環(huán)路第二個原因為什么一個設(shè)計者可能會面對一個離散控制問題,這個問題出現(xiàn)在當一個數(shù)字控制器的某些方面,比如說,適應(yīng)性,需要達到消費者的要求。在這樣的情況下,控制硬件強加需求來處理離散時間模型。這樣的情況在圖1中已經(jīng)說明,圖中表明了一個連續(xù)時間模型對象的傳遞函數(shù)值入一個單輸入單輸出的反饋環(huán)路。在這個例子中使用了一個零階控制或者一個數(shù)模轉(zhuǎn)換器和一個采樣器或者模數(shù)轉(zhuǎn)換器。數(shù)模轉(zhuǎn)換器離散時間控制指令控制連續(xù)時間輸入給對象。模數(shù)轉(zhuǎn)換器采樣對象的連續(xù)時間輸出來構(gòu)造一個控制器的離散時間測量。一個串聯(lián)補償器包含在這個這個控制回路中,這樣,有一個比例增益K。單位反饋系統(tǒng)使我們想起調(diào)節(jié)器,對于許多典型的供電系統(tǒng)設(shè)計問題。作為一個團體,數(shù)模轉(zhuǎn)換器,對象H(S),以及模數(shù)轉(zhuǎn)換器構(gòu)成了一個帶控制輸入和采樣輸出的單離散時間框圖。這個宏框圖的動態(tài)特性可以通過Z變換進行建模P(Z)。就像拉絲變換可以看做是一個頻域變換或者操作微積分學(xué),在那里頻率變量S作為時間的存放地點一樣,Z變換是一個頻率變量Z表示一個時間差的頻域變換。圖一中的系統(tǒng)可以使用了來理解出現(xiàn)在思索一個給定的一個連續(xù)時間系統(tǒng)設(shè)計后臺離散時間反饋回路的一些扭曲。為了使這個例子具體點,選一個簡單的對于一個RC驅(qū)動電路對象的系統(tǒng),圖2 連續(xù)時間反饋環(huán)路其中t是時間常量。在電力電子學(xué)應(yīng)用中,一個線性的,不便時間對象模型H(s)只可能在對次的建模努力之后,比如說,平衡和小信號的線性化。大框圖的離散時間傳遞函數(shù)和一個不變的階躍轉(zhuǎn)化書有關(guān)系的。一個離散時間單位階躍輸入到數(shù)模轉(zhuǎn)換器結(jié)果產(chǎn)生一個連續(xù)時間輸入加到對象上H(s)。對于輸入到數(shù)模轉(zhuǎn)換器的階躍信號,模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出必須是采樣的連續(xù)時間階躍響應(yīng)。這個要求的關(guān)系是,P(z)離散時間階躍響應(yīng)必須是H(s)連續(xù)時間階躍響應(yīng),是由組成反饋回路的數(shù)模和模數(shù)轉(zhuǎn)換器硬件強加的。給定的通過使用這個數(shù)學(xué)函數(shù),來決定。數(shù)字控制課本有代表性的提供了把普通的H(s)對象模型和它們的階躍不變傳遞模型聯(lián)系起來的表格。這樣對于一個RC對象,其中,而T則是采樣周期。讓我們比較一下,離散時間反饋回路和連續(xù)時間反饋回路行為,如圖2所示。圖1和圖2都使用了減法器和一個增益框圖來實現(xiàn)反饋環(huán)路。在數(shù)字控制器中,這些將或者是由專門的數(shù)字邏輯或者是由微處理器代碼來實現(xiàn)。兩者都比較的昂貴和在圖2中所用的工作放大器相比較。設(shè)計師將怎么樣來分析這兩個系統(tǒng)的性能以便估計讓消費者滿意的三個方面:瞬態(tài)響應(yīng),穩(wěn)態(tài)跟蹤,以及穩(wěn)定性呢?系統(tǒng)的性能有代表性的通過使用對于單輸入單輸出的反饋回路的四個方法中的一個或者兩個:極點位置法如直接的解決或者根軌跡法;乃刻絲特圖;你刻絲特分析;或者波特圖。所有著四個方法檢查回路增益來決定閉環(huán)性能指標。圖3展示了圖2中連續(xù)時間反饋回路的根軌跡。這個圖表明了閉環(huán)極點位置隨著K值從0變到正無窮遠變化。忽略實際的社會問題,比如說飽和度和未建模動力學(xué)。根軌跡圖支持有兩年經(jīng)驗的觀察資料里面所說的增益是有益的。隨著增益數(shù)量的增大,閉環(huán)極點位置縱深的向左半平面(那里是穩(wěn)定性的指示)。瞬態(tài)響應(yīng)的改善,系統(tǒng)總是穩(wěn)定的,更大的增益K變使得整個周率內(nèi)環(huán)路增益變大,改進了穩(wěn)態(tài)跟蹤。任何可以用來產(chǎn)生一個連續(xù)時間根軌跡的方法,額外攜帶的沒有變化的離散時間根軌跡。所有的熟悉的方法,比如,根軌跡規(guī)則的應(yīng)用,或者直接用Matlab解決或者通過其他的計算方法,將能夠做出圖1給定的離散時間回路增益正確的根軌跡圖,比如這個。這要求同樣的努力來確立用S或Z表示的多項式?;芈吩鲆媸且浑A的并且圖4中的根軌跡在質(zhì)量上和圖3相似的。圖3 S平面上的根軌跡圖4 Z平面上的根軌跡兩個根軌跡圖,對于小于K的值,起于開環(huán)對象極點位置:,對于一個連續(xù)時間系統(tǒng),而對于一個間斷離散時間系統(tǒng),。時間常量嚴格取決于自然的參數(shù),并且總是正的,對于真實的電阻器和電容器。極點的位置也將總是正的。它不僅取決與器件的參數(shù),而且取決于采樣周期。在Z平面的穩(wěn)定性,意味著閉環(huán)極點,必須保持在這個單位圓周里面,如圖4陰影所示。在單位原盤右半平面時軸上的極點位置,對應(yīng)于單調(diào)衰減瞬態(tài)響應(yīng),與連續(xù)時間控制環(huán)路閉環(huán)回路的行為相近,在一個單位圓左半實軸上的極點位置,對應(yīng)于瞬態(tài)衰減時間域,同時也是振蕩的。單位圓外的極點位置,導(dǎo)致極大的瞬態(tài)增長,那就是不穩(wěn)定現(xiàn)象。所以,對于一階離散時間控制系統(tǒng),根軌跡圖揭示了有趣的行為當K增長時,一個最初穩(wěn)定的一階系統(tǒng),對于較大的K值,最終振蕩并變得不穩(wěn)定。這種行為是外來的,與連續(xù)時間系統(tǒng)和我們對連續(xù)時間控制環(huán)路的直覺是不相關(guān)的。離散時間控制環(huán)路,是彈道的在采樣速度之間。它施加一個控制行為在幾乎所有的周期時間里面。隨著T的增長,而T保持為常量,對象驅(qū)使增長回應(yīng)給定的誤差。K值的越來越大,導(dǎo)致更大的驅(qū)動能力,允許系統(tǒng)在同一個點和系統(tǒng)采樣之間,響應(yīng)立即增大,沒有得以修正,直到下一個采樣到來,導(dǎo)致一個振蕩不穩(wěn)定,隨著控制器的緊迫性,驅(qū)使系統(tǒng)在每個正和負極之間保持在采樣點。注意設(shè)計家現(xiàn)在有柄,可以控制系統(tǒng)的性能,就是增益K和采樣周期T。一個更大的采樣周期,更加的節(jié)約,在認識到,它可以降低控制器的計算負擔,并且允許使用潛在的便宜的ADC和DAC硬件。盡管如此,增加T減少,導(dǎo)致過大的增益產(chǎn)生的不穩(wěn)定影響,出現(xiàn)在K值較低的時候。在電子電力應(yīng)用中,對于采樣速度的額外的限制,可能需要考慮。采樣速度必須選擇以避免紋波混淆和高頻干擾。必須選擇以避免發(fā)生在速度比在平衡價格和線性化合理的建模估算構(gòu)造快些的更快的控制行為。這些限制可以造成高或低的波動,在期望的采樣周期中。 需要更多的思考以擴大頻域方法,比如離散時間系統(tǒng)的乃刻絲特,你刻絲以及波特圖。對于所有的經(jīng)典頻域分析技術(shù)的基本原理是乃刻絲特法。對于一個連續(xù)時間系統(tǒng),乃刻絲特法需要設(shè)計者畫出虛實軸平面的回路增益,隨著S在一個等高線附近改變。盡管沒有一個要求,S常常是選擇在一個D形輪廓附近改變的,這個D包括軸和擴展到超過整個右半S平面的部分。對于這個選擇,閉環(huán)系統(tǒng)的極點Z在右半平面的個數(shù),可以由來決定,其中N是回路增益圖中包圍-1這個點的次數(shù),而P則是D中回路增益開環(huán)極點的個數(shù)。通常,設(shè)計目標,需要令來產(chǎn)生一個穩(wěn)定的閉環(huán)系統(tǒng)。對于我們連續(xù)時間系統(tǒng),RC對象是開環(huán)穩(wěn)定的,而。要構(gòu)造一個穩(wěn)定的閉環(huán)系統(tǒng),設(shè)計者通常嘗試構(gòu)造一個回路增益,這樣N也等于0,例如,沒有包圍-1這個點,使則系統(tǒng)是穩(wěn)定的。 你刻絲特和波特圖是你刻絲特法的一個派系,再次提供穩(wěn)定性和性能信息,通過檢查回路增益的頻率響應(yīng)。
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基于單片機控制的開關(guān)電源資料,基于,單片機,控制,節(jié)制,開關(guān)電源,資料
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