華南理工大學電力電子技術課程設計報告.doc
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電力電子技術課程設計報告 正激式直流電源的設計專 業(yè): 電氣工程及其自動化 班 級: 12電氣(6)班 學 號: 201230282079 姓 名: 林家俊 指導老師: 王學梅 老師 華南理工大學電力學院2014年1月12日1. 課題名稱與研究現狀正激式直流電源的設計。所謂正激式直流電源(亦稱為正激式開關電源)只是開關電源的一種,按照不同的標準開關電源可以分成不同的種類: 從工作性質上分,大體上可分“硬開關”和“軟開關”兩種,從工作方式上分,又可以分為正激式、反激式、推挽式,將推挽式加以改進又可分為半橋式和全橋式。正激式的變壓器一次側與二次側同名端式一致的,而反激式的則剛好相反,而且在具體的功能上二者也有區(qū)別,正激式變壓器只是起到一個能量的傳遞作用,而反激式變壓器則還要暫時的儲存能量起到一個電感的作用,因為由于變壓器電感的極性的不同,反激式變壓器一次側與二次側是不會同時導通的,但正激式和反激式變壓器基本上都是一個輸入端與反饋繞組共同構成一次側,而輸出端則只有一組,推挽式的變壓器則相當于兩個反相位工作的正激式變壓器的組合,其有兩個輸入端兩個輸出端。一般來說正激式的輸出功率要高一些,成本也相應的高一些,而反激式易于實現,但是功率比較小,成本也低一些,推挽式的電路比較復雜,輸出功率范圍比較廣。由于反激式開關電源中的開關變壓器起到儲能電感的作用,因此反激式開關變壓器類似于電感的設計,但需注意防止磁飽和的問題。反激式在20100W的小功率開關電源方面比較有優(yōu)勢,因其電路簡單,控制也比較容易。而正激式開關電源中的高頻變壓器只起到傳輸能量的作用,其開關變壓器可按正常的變壓器設計方法,但需考慮磁復位、同步整流等問題。正激式適合50250W之低壓、大電流的開關電源。這是二者的重要區(qū)別!電源是各種電子設備必不可少的組成部分,其性能的優(yōu)劣直接與電子設備的性能指標及是否能安全可靠地工作相關。開關電源具有小型輕量同時高效率等突出的優(yōu)點,到目前已經廣泛用于各種電子電器設備,特別是計算機和通信設備,包括移動終端和消費類電子產品,可以說無所不在,不可或缺。開關電源是一種利用現代電力電子技術,控制開關管開通與關斷的時間比率,維持穩(wěn)定輸出電壓或電流的電路,其一般由脈沖寬度調制與控制芯片和開關管(IGBT、BJT、MOSFET等)構成。由于這種PWM型的開關電源在使用和設計的時候比線性電源具有更高的效率和靈活性,所以可以在各種便攜式產品,航空和自動化產品,儀器與儀表中發(fā)現它們的存在。開關電源如今已經發(fā)展到第5代。上世紀60年代初開發(fā)的是第一代開關電源,那時線性電源剛剛開始向開關電源發(fā)展,開關頻率低,成本高,使用范圍受到很大限制,僅使用在軍事、航天等少數高科技領域。第二代無工頻變壓器的開關電源在70年代末開始研制,但是受當時技術條件的限制,生產的電源產品因為效率較低、頻率低、電路復雜度較高,調試難度大,不易推廣使用等一系列的問題讓其應用范圍受到較大限制,所以第三代開關電源的研發(fā)勢在必行。它誕生于80年代初期,電力電子技術的成熟以及功率半導體技術和控制技術的發(fā)展使得多種型號的中小功率高頻開關電源的研發(fā)成為可能,并被應用于計算機、電視、通信、移動等產品領域,取得了比較豐碩的成果。在此時期內,IC技術與電源技術和自動控制技術互相融合,開發(fā)出各種開關電源專用芯片,這種新型節(jié)能電源得到了極大發(fā)展。目前,電源的開關頻率已從20千赫茲提高到了幾百千赫茲甚至更高。90年代中期開始研制第四代開關電源,開關電源在設計時將要考慮EMC(電磁兼容),PFC(功率因素校正)等其他方面較高的技術要求。同時開關電源使用的電子元器件也獲得較快發(fā)展。瞬態(tài)電壓抑制器 (TVS)、壓敏電阻器(如TL431)、電磁干擾濾波器(EMIFilter)、非晶合金制造的磁珠(magneticbead)等一大批新器件、新材料正被廣泛采用。高頻化和模塊化是開關電源在未來主要發(fā)展的兩個方向,高頻化使其不斷小型化成為可能,進而可推動高性能的開關電源的應用范圍不斷擴展,尤其是在高新電子技術領域。面臨著原油價格的不斷上漲和其他能源的緊缺,高性能的開關電源在能源和資源的優(yōu)化使用,效率提升以及保護環(huán)境等許多方面意義重大。模塊化是開關電源發(fā)展另一個總體趨勢,模塊化使電源的設計更加合理,電源的應用可以更加多樣化和更有針對性。同時可以采用模塊化的電源構成分布式的電源系統(tǒng)如冗余電源系統(tǒng),實現多個電源的并聯,擴充容量。2. 課題設計任務,指標內容及要求2.1 技術指標正激式開關電源的技術指標項 目參 數輸入電壓單相交流220V輸入電壓變動范圍180Vac240Vac輸入頻率50Hz輸出電壓VO=12V*5A輸出功率60W2.2 主要設計內容主電路的詳細設計和參數選擇;開關器件的選擇;驅動電路的設計;脈沖變壓器的設計及選型;控制電路;仿真軟件自選;全部元器件型號參數(列表說明)。2.3 特殊要求給出如下仿真波形和結果:1)額定輸出下正常運行2)突加突減額定負載運行(空載額定負載空載)*可選3. 總體電路的功能框圖,基本原理及其說明功能框架原理圖上圖所示是正激開關電源電路的典型結構,它主要由整流濾波電路、DC/DC變換電路、開關占空比控制電路以及取樣比較電路等模塊構成。前級整流濾波電路用來消除來自電網的干擾,同時也防止開關電源產生的高頻噪聲向電網擴散,并將電網輸入電壓進行整流濾波,為變換器提供直流電壓。變換器是開關電源的關鍵部分,它把高頻交流電壓(開關管的開通與關斷形成的高頻交流電壓)變換成直流電壓,并且起到將輸出部分與輸入電網隔離的作用。取樣電路和開關占空比控制電路通過檢測輸出直流電壓,并將其與基準電壓比較,進行放大,調制振蕩器的脈沖寬度,從而控制變換器以保持輸出電壓的穩(wěn)定。開關電源的基本工作原理:輸入交流電(市電)首先經過整流濾波電路形成直流VS,該直流電V。再經過通、斷狀態(tài)控制的電子開關電路后,變換成脈沖狀態(tài)交流電V0,V0再經正激變換器構成的整流濾波電路平滑后,輸出直流。顯然,輸出直流V0的大小取決于脈沖狀交流電V0的有效值大?。ǔ烧龋?,而V0的有效值又與開關的導通占空比DTON/T(其中T=TON+TOFF)成正比。此外,通過取樣比較電路中對輸出電壓V0取樣,并使之與基準電壓VREF進行比較,若取樣電壓高于VREF,則比較電路輸出Ve減小,取樣控制占空比控制電路,使TON/T下降,從而使V0下降;若取樣電壓低于VREF,則比較電路輸出Ve增加,使TON/T增加,從而使V0增加,這樣就可以使開關電源的輸出電壓V0穩(wěn)定在一個恒定值上。實際電路圖4. 經典單端正激變換器的工作原理4.1 基本電路4.2基本工作原理4.2.1.正激電路的工作過程圖2-6中開關S開通后,變壓器繞組W1兩端的電壓為上正下負,與其耦合的W2繞組兩端的電壓也是上正下負。因此VD1處于通態(tài),VD2為斷態(tài),電感L的電流逐漸增長;S關斷后,電感L通過VD2續(xù)流,VD1關斷。變壓器的勵磁電流經N3繞組和VD3流回電源,所以S關斷后承受的電壓為 4.2.2 變壓器的磁心復位圖中開關S開通后,變壓器的激磁電流由零開始,隨時間線性的增長,直到S關斷。為防止變壓器的激磁電感飽和,必須設法使激磁電流在S關斷后到下一次再開通的時間內降回零,這一過程稱為變壓器的磁心復位。在正激電路中,變壓器的繞組W3和二極管VD3組成復位電路。工作原理是開關S關斷后,變壓器勵磁電流通過W3繞組和VD3留回電源,并逐漸線性的下降為零。變壓器的磁心復位時間為 如下圖所示為磁心復位過程BRBSBHO 正激式變壓器輸出電壓1) 輸出濾波電感電流連續(xù)的情況下有2)輸出電感電流不連續(xù)時有 5功能塊及單元電路的設計、計算與說明5.1 整流濾波電路的設計與計算圖 整流濾波電路如圖所示,由VD58四個二極管和穩(wěn)壓電容CI1構成的橋式全波整流電路將輸入的220V,50Hz的交流電轉換直流電,穩(wěn)壓電容同時也用來消除來自電網的干擾,同時也防止開關電源產生的高頻噪聲向電網擴散,并將電網輸入電壓進行整流濾波,為變換器提供直流電壓。當參數選擇恰當時,整流濾波得到的直流電壓為交流電壓220V的倍,約為311V。由于輸入交流電壓在180240V之間波動,則該直流電壓將在255340V之間波動。選擇電容為250mF時,整流輸出的電壓在250V339V間變化,于是,選擇電容為250mF。二極管VD58,穩(wěn)壓電容CI1的耐壓值均為350V。5.2 正激變換電路的設計5.2.1 工作頻率的確定工作頻率對電源體積以及特性影響很大,必須很好選擇。工作頻率高時,開關變壓器和輸出濾波器可小型化,過渡響應速度快。但主開關元件的熱損耗增大、噪聲大,而且集成控制器、主開關元件、輸出二極管、輸出電容及變壓器的磁芯、還有電路設計等受到限制。這里基本工作頻率選200kHz,則=5s式中,為周期,為基本工作頻率。5.2.2 最大導通時間的確定對于正向激勵開關電源,選為40%45%較為適宜。最大導通時間為 =是設計電路時的一個重要參數,它對主開關元件、輸出二極管的耐壓與輸出保持時間、變壓器以及和輸出濾波器的大小、轉換效率等都有很大影響。此處,選=45%。由上式,則有=5s0.45=2.25s正向激勵開關電源的基本電路結構如下圖所示。圖 正向激勵開關電源的基本電路結構5.2.3 變壓器匝比的計算1次級輸出電壓的計算如下圖所示,次級電壓與電壓+的關系可以這樣理解:正脈沖電壓與包圍的矩形“等積變形”為整個周期的矩形,則矩形的“縱向的高”就是+,即式中,是輸出二極管的導通壓降,是包含輸出扼流圈的次級繞組接線壓降。由此可見,下圖所示A面積等于B面積,C是公共面積,因此,真正加在負載上的輸出電壓更小。圖 “等積變形”示意圖根據上式,次級最低輸出電壓為=28.44V式中,取0.5V(肖特基二極管),取0.3V。2變壓器匝比的計算正激式開關電源中的開關變壓器只起到傳輸能量的作用,是真正意義上的變壓器,初、次級繞組的匝比為=根據交流輸入電壓的變動范圍180V240V,則=250V340V,=250V,所以有=8.79將上述整合,則變壓器的匝比為=5.2.4 變壓器次級輸出電壓的計算變壓器初級的匝數與最大工作磁通密度(高斯)之間的關系為式中,為磁芯的有效截面積(mm2),為最大工作磁通密度。根據輸出功率與磁芯的尺寸之間關系粗略計算變壓器有關參數,磁芯選EI-28,其有效截面積約為85mm2,磁芯材料相當于TDK的H7C4,最大工作磁通密度可由下圖查出。圖 H7C4材料磁芯的B-H特性實際使用時,磁芯溫度約為100,需要確保為線性范圍,因此在3000高斯以下。但正向激勵開關電源是單向勵磁,設計時需要減小剩磁(利于磁復位)剩磁隨磁芯溫度以及工作頻率而改變。此處,工作頻率為200kHz,則剩磁約減為1000高斯,即磁通密度的線性變化范圍為2000高斯。根據上式,得=33.1匝,取整數33匝。因此,變壓器次級的匝數為=/=33/8.79=3.75匝,取整數4匝。當=/=33/4=8.25。所以,計算最大占空比為=42.4%也就是說,選定變壓器初、次級繞組分別為33和4匝,為了滿足最低輸入電壓時還能保證輸出電壓正常,開關電源的最大占空比約為42.4%,開關管的最大導通時間約為2.11s。下面有關參數的計算以校正后的(=42.4%)和(=2.11s)。同時,計算出輸出最低電壓約為30.3V。5.2.5 變壓器次級輸出電壓的計算1計算扼流圈的電感量流經輸出扼流圈的電流如下圖所示,則為=式中,為輸出扼流圈的電感(H)。圖1-28 扼流圈中的電流波形這里選為輸出電流(=5A)的10%30%,從扼流圈的外形尺寸、成本、過程響應等方面考慮,此值比較適宜。因此,按為的20%進行計算。=0.2=50.2=1A由上式求得=34.5H如此,采用電感量為34.5H,流過平均電流為5A的扼流圈。若把變壓器次級的輸出電壓與電流波形合并在一起,如圖所示。在期間,為幅度30.3V的正脈沖,VD1導通期間扼流圈電流線性上升,電感勵磁、磁通量增大;在期間,為幅度的負脈沖,VD1截止、VD2導通,扼流圈電流線性下降,電感消磁,磁通量減小。輸出給負載的平均電流為5A。穩(wěn)態(tài)時,扼流圈的磁通增大量等于減小量。圖 次級的電壓與電流波形2計算輸出電容的電容量輸出電容大小主要由輸出紋波電壓抑制為幾mV而確定。輸出紋波電壓由以及輸出電容的等效串聯電阻ESRESR,是Equivalent Series Resistance三個單詞的縮寫,翻譯過來就是“等效串聯電阻”。ESR的出現導致電容的行為背離了原始的定義。ESR是等效“串聯”電阻,意味著將兩個電容串聯會增大這個數值,而并聯則會減少之。確定,但輸出紋波一般為輸出電壓的0.3%0.5%。=3660mV又=ESR由上式求得ESR=3660m即工作頻率為200kHz時,需要選用ESR值60m以下的電容。適用于高頻可查電容技術資料,例如,用4700F/50V的電容,其ESR值為150m,可選3個這樣的電容并聯。另外,需要注意低溫時ESR值變大。流經電容的紋波電流為=0.28868A因此,每一個電容的紋波電流約為0.09627A,因為這里有3個電容并聯。此外,選用電容時還要考慮到負載的變化、電流變化范圍、電流上升下降時間、輸出扼流圈的電感量,使電壓穩(wěn)定的環(huán)路的增益等,它們可能使電容特性改變。5.2.6 恢復電路設計1計算恢復繞組的匝數恢復電路如圖所示。VT1導通期間變壓器T1的磁通量增大,T1蓄積能量;VT1截止期間釋放蓄積的能量,磁通返回到剩磁。圖 恢復電路(VT1截止時)電路中T1上繞有恢復繞組,因此VT1截止期間,原來蓄積在變壓器中的能量通過VD4反饋到輸入側(暫存)。由于VT1截止期間,恢復繞組兩端的自感電壓限制為輸入電壓的數值,惟其如此,VD4才能把存儲在中的磁場能轉化為電場能反饋到輸入側。這時變壓器初級感應電壓為=式中,是的感應電壓,極性為上負下正;是的自感電壓,極性也是上負下正(等于電源電壓)。若主開關元件的耐壓為800V,使用率為85%,即8000.85=680V。680-340=340V求得= =33匝,取整數33匝。2計算主繞組感應電壓當=350V,根據上式,得=340V5.2.7 計算RCD吸收電路的電阻與電容VT1導通期間儲存在T1中的能量為=)式中,為變壓器初級的電感量。VT1截止期間,初級感應電壓使VD3導通,磁場能轉化為電場能,在上以熱量形式消耗掉。中消耗的熱量為=因為=,聯立整理得=因為輸入電壓最高時開關管導通時間最短,把上式中的換成,換成,加在VT1上的最大峰值電壓為=+=由此,求得為=又,當輸入電壓時,為=1.9 1.35s式中,初級的電感量是未知數,下面求解。Al-Value值由磁芯的產品目錄提供。EI(E)-28,H7C4的A1-Value值為5950,則A1-Value=求得為=5950=5950 6.48mH求得為=29.4k式中,加在VT1上的最大峰值電壓取680V。時間常數比周期要大的多,一般取10倍左右,則=10=102033pF5.2.8 MOSFET的選用1MOSFET的電壓峰值根據5.2.7,計算VT1上的電壓峰值為=340650V實際上,MOSFET的漏-源極之間的還疊加有幾十伏的浪涌電壓,波形如下圖所示。加在主開關元件上的電壓波形 主開關元件上的電壓與電流波形2MOSFET的電流及功耗根據變壓器安匝相等原理,MOSFET的漏極電流平均值為=50.606A根據電感電流的變化量為20%,確定的前峰值和后峰值分別為=0.9=0.6060.90.55A =1.1=0.6061.10.67A式中,、分別是開關管導通期間前、后沿峰值電流,與電流平均值有10%的差值。VT1的電壓和電流波形如下圖所示,VT1的總功耗為=式中,是MOSFET導通電壓,一般為在2V以下。采用功率MOSFET計算功耗時應注意:(1)PN結溫度越高,導通電阻越大,超過100時,一般為產品手冊中給出值的1.52倍。(2)功率MOSFET功耗中,由于占的比例比較高,必要時加寬進行計算。即在時,采用條件,或者時,采用條件進行計算。另外,在期間,由于功率MOSFET的漏極電流極小,其功耗可忽略不計。因為=2.1s,采用MOSFET產品手冊中給出的上升時間,采用下降時間。這里,取=0.1s,=0.1s,則=2.1-0.1-0.1=1.9s求得為=式中,取1.7V。結溫控制在120,環(huán)境溫度最高為50時,需要的散熱器的熱阻為=24.5/W由此,需要24.5/W的散熱器,這時,由冷卻方式是采用自然風冷還是風扇強迫風冷來決定散熱器的大小。散熱器大小與溫升一例如下圖所示。圖 功耗與溫升的關系5.2.9 恢復二極管的選用恢復二極管選用高壓快速二極管,特別注意反向恢復時間要短。1VD3的反向耐壓在期間VD3反偏,正極相當于接地,加在VD3上的反向電壓等于電源電壓。當輸入電壓最大時,VD3反偏電壓=340V。2VD4的反向耐壓在期間VD4反偏,加在VD4上的反向電壓為電源電壓與恢復繞組感應電壓的疊加,當輸入電壓最高時,VD4反偏電壓為=340780V5.2.10 輸出二極管的選用輸出二極管選用低壓大電流SBD,特別注意反向恢復時間要短。這是因為MOSFET通斷時,由于二極管反向電流影響初級側的開關特性,功耗增大的緣故。1整流二極管VD1的反向耐壓在期間,由于輸出濾波電感反激,續(xù)流二極管VD2導通,主繞組感應電壓=330V;次級電壓加在整流二極管VD1的兩端,因此,VD1的反向電壓為=34041.2V實際上,開關管截止時有幾十伏的浪涌電壓疊加在這電壓上。2續(xù)流二極管VD2的反向耐壓在期間VD1導通,加在續(xù)流二極管VD2上的反向電壓與變壓器次級繞組電壓的最大值相同,即=34041.2V實際上,開關管導通時有幾V浪涌電壓疊加在這電壓上。加在VD1、VD2導通上的電壓波形如圖所示。整流二極管VD1兩端的電壓波形 續(xù)流二極管VD1兩端的電壓波形圖 輸出二極管電壓波形整流二極管VD1的功耗為=續(xù)流二極管VD2的功耗為=式中,為反向電流,為反向恢復時間,均采用產品手冊上給出的數值。有功耗時,輸出二極管的電壓和電流波形如下圖所示。整流二極管VD1兩端的電壓波形 續(xù)流二極管VD1兩端的電壓波形5.2.11 變壓器參數的計算MOSFET的漏極電流平均值為就是變壓器初級電流的平均值,因此為=0.606A正激式開關電源初、次級的電流同相,且均為梯形波。根據前述梯形波電流的有效值的公式=式中,是梯形波電流的前峰值與后峰值的比值,即=/。本電路就是,就是,則=/=0.9/1.10.82初級電流的有效值為=1.10.6060.377A或用簡單公式=0.6060.376A次級電流的有效值為=0.3763.102A恢復繞組電流的有效值為=0.3760.376A5.3 由取樣比較電路和開關管控制占空比電路組成的反饋電路的設計反饋電路由取樣比較電路和開關管控制占空比電路組成。將其獨立設計如下:反饋電路圖先假定電路輸出電壓穩(wěn)定且為12V,經誤差放大器與基準電壓VDC2(亦為12V)比較計算誤差,誤差保持放大之后輸入到比較器的正極輸入端,與三角波V2進行比較,當V1V2時,輸出Vkong為+Von,當V1V2時,輸出Vkong為-Von,調節(jié)好三角波的幅值就可以調整輸出Vkong矩形波的占空比,確定好初始的占空比約為45%,三角波的幅值為24V,保持不變。R1與R2的大小暫時相等(后期加入總系統(tǒng)電路時再調整其放大倍數)。此時,當Vo增大時,V1減小,輸出Vkong的占空比變小,導致開關管導通的時間變短,于是,系統(tǒng)輸出電壓Vo變小。具體仿真測試的波形圖如下。當輸入為12V時,波形如下:當輸入為18V時,占空比明顯變小,波形如下:當輸入為6V時,占空比明顯變大,波形如下:將其反饋電路加入到總系統(tǒng)電路,將輸出電壓與反饋電路用一個電壓控制電壓源器件隔離,設置增益為1。調整誤差放大器的電阻并引入電容。R1和R2決定比例系數K。R2和CI決定積分系數I??刂破魇且粋€比例積分控制器。具體參數要在調試中確定。積分環(huán)節(jié)主要用于控制穩(wěn)態(tài)誤差。調試時,先去除C,R1和R2包括Rd,可先取相等的數值,再由小到大調節(jié)R2的參數,待輸出穩(wěn)定,再增加電容C,可以消除穩(wěn)態(tài)誤差。最終確定的電路圖如下:其中,電容為1uF,電阻R3為10K歐。補充:另一種誤差放大器特性(極點-零點誤差放大器)分析極點-零點誤差放大器如圖1所示。圖 極點-零點誤差放大器極點-零點誤差放大器如圖所示。當C5的阻抗Xc5小于R5的阻抗時,主要考慮R5對增益的影響,增益是水平的,等于R5/R6。低頻時,C5的阻抗遠大于R5的阻抗,電路中電阻R5可以忽略,且增益為Xc5 /R5。該增益隨頻率的降低,以20 dB/dec的速度上升,在頻率為100Hz處獲得較大增益。隨著頻率升高,增益在 處,由-1斜率轉折為水平線。在較高頻率范圍內,C6的阻抗Xc6比R5的阻抗小,R5在電路中不起作用,因此增益為Xc6/R5。從頻率 到 段,增益特性是水平的;在頻率 處,增益曲線開始轉折,以-1斜率下降。高頻段的低增益可防止高頻噪聲尖峰傳遞到輸出端。選擇,可得,則可得下圖圖 極點-零點誤差放大器的幅頻特性曲線仿真所得的波形如下:同樣滿足輸出額定負載時為12V,5A。6 電路仿真6.1 額定負載正常情況下輸出電壓,電流波形(交流峰為311V) 輸出電壓波形 電壓波動 輸出電流波形 電流波動 由波形圖可知,額定負載是輸出電壓電流穩(wěn)定在12V,5A,有微小波動。6.2 額定負載輸入交流發(fā)生正負20V波動情況下輸出電壓,電流波形(1)交流發(fā)生正的20V波動(交流峰值為340V) 輸出電壓波形 電壓波動 輸出電流波形 電流波動(2)交流發(fā)生負的20V波動(交流峰值為250V) 輸出電壓波形 電壓波動 輸出電流波形 電流波動我們可以發(fā)現,當輸入交流發(fā)生正負20V的波動時,輸出電壓電流通過負反饋的作用,調節(jié)開關管的導通時間,將電路的額定負載輸出維持在12V,5A的狀態(tài),且其波動微小。系統(tǒng)電路的穩(wěn)壓性能良好!6.3 突加突減額定負載運行(空載額定負載空載),電路輸出電壓,電流波形。由于要突加突減負載,于是在負載處同樣的設置一個開關管,由一個頻率為50Hz,占空比為0.5的矩形波電壓源驅動,可以起到模擬突加突減負載的效果。具體電路圖如下:仿真得到的電壓電流波形如下:輸出電壓電流波形圖輸出電壓電流波動我們可以看到,無論是突加還是突減負載,輸出電壓,電流最終還是穩(wěn)定在12V,5A(負載)/0A(空載)的狀態(tài),波形的波動并不是很明顯。說明總的電路系統(tǒng)的穩(wěn)壓能力比較強!7 所用的全部元器件型號參數元器件參數表序號編號規(guī)格廠家型號數量類型1VD1、VD2100V/10A松藤MBR101002二極管2VD410A/1000VLGER-61二極管3VD3、VD5VD8400/1FASTSTAR1N40045二極管4C0、C0_1、C0_24700uF/50VNippon Chemi-ConEKY-500ELL471MK20S3電容5CI250MFAVXBZ315A254ZSBCC1電容6C12200pFJEC HTCCY1-JD222M400V P=101電容7C3100 UF/16VLELONVES101M1CTR-06051電容8C81 UF/16VLELONVES101M1CTR-06051電容9R22.4,100WRX24-100W1電阻10R122.3 Vishay Thin FilmPLT0603Z2232LBTS1電阻11 R310 Vishay Thin FilmPLT0603Z2232LBTS1電阻12VT1800V/3A東芝2SK26051MOSFET13T199KVA/99%燦盛EI-281變壓器8 收獲、體會及改進想法通過本次課程設計,我對電力電子技術的整流濾波電路,正激變換電路與反饋分析有了更深的認識!通過學習運用psim軟件設計分析各個電路、對各部分功能框架電路波形建模仿真計算,我們掌握了這兩種工具的基本用法,另外,對于電力電子元件的各個參數計算過程中,我們對電力電子技術課程所涉及概念與含義有了更深層次的定位與認識,特別是在求解變壓器匝數比,電感電容,開關管的占空比的時候,每一步都是如履薄冰,戰(zhàn)戰(zhàn)兢兢,通過一次又一次的求證與肯定,在老師的指導下,我們終于完成了對電路的設計與參數計算,還有就是在設置變壓器參數的時候,因為線圈的自感,互感,漏感設置太大的原因導致系統(tǒng)的輸出電壓一直在不斷地下降,讓我們走了不少彎路,但是現在回想起來覺得我們收獲的更多!在此,鳴謝王雪梅老師,肖文勛老師對我們的指導與幫助!特別鳴謝王雪梅老師不怕麻煩,一次又一次地為我們講解與分析。對于我們的不斷打擾,我們深表歉意!此次課程設計我們受益匪淺,無論是對于以后的更加深入的學習還是參加工作都打下了良好的基礎!在改進方面,其實我們在已經設計電路,并且仿真得到準確的電路后,假如能夠將其做成實物,個人覺得在動手方面和理論聯系實際方面更顯得有意義!附:參考文獻1 王兆安主編.電力電子技術.第四版.北京:機械工業(yè)出版社,20032 郝萬新主編.電力電子技術.化學工業(yè)出版社, 20023 葛中海主編.電力電子技術. 正激式開關電源的設計, 2009.64 周潔敏主編.開關電源理論及設計.北京航空航天大學出版社,2011.105 楊恒主編.電力電子技術.開關電源典型設計實例精選.中國電力出版社,2007.96 李金剛主編.電力電子技術.基于DSP感應加熱電源頻率跟蹤控制的實現, 2003.4 7 沙占友,王彥明,葛佳怡等,開關電源的新技術及其應用,電力電子技術,2003.6第37卷第3期:P69。8 張小林,冉劍橋,李賢云等,我國開關電源發(fā)展的思考,微電子學,2004。9 苑國良,開關電源發(fā)展的新趨勢,機電一體化,2002.1第8卷第1期: P17-18。10 變壓器磁芯常用型號及結構 百度文庫http:/wenku.baidu.com/view/6d49b2e2524de518964b7d91.html- 配套講稿:
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- 華南理工大學 電力 電子技術 課程設計 報告
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